Surfy Industries
Surfy Trem und Surfy Vibe
Das „harmonische“ Tremolo Surfy Trem
Kapitelinhalt:[ Überspringen ]- Der LFO •
- Filter und Biastreiber •
- Das Stellglied des „Harmonic Tremolo“ •
- Ein- und Ausgangsstufe •
- Fazit •
- Literatur
Der LFO
Kapitelinhalt:[ Überspringen ]- Historische Vorbilder •
- Transistorschaltung auf dem Breadboard •
- Transistorschaltung mit einem Tandempotentiometer
Bevor man ein Pedal, das einem oder mehreren historischen Quellen nachempfunden ist, „degoopt“, ist es sinnvoll, sich diese Quellen genauer anzuschauen. Im konkreten Fall des Surfy Industries Surfy Trem sind das zwei sinnvolle Quellen – zum einen ein Patent von Fender [ fender → patent ], zum anderen die Schaltung des Gitarrenverstärkers Fender Concert in der Version 6G12A [ fender → concert ].
Historische Vorbilder
Zunächst – im folgenden Schaltplan 2.1 – die (aus Urheberrechts- und Verständnisgründen nachgezeichnete) Schaltung von LFO, Filter und Bias-Treiber aus dem Patent von Fender:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_patent_lfo_filter_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_patent_lfo_filter_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.1: LFO, Filter und Kathodynschaltung im US-Patent von Fender; siehe in [ fender → patent ]. Das RC-Filter in der Betriebsspannungszuleitung wurde weggelassen. Deaktivierung über Anschluss Fußsch gg. Masse.
Der eigentliche LFO wird mit der linken Triode der 12AX7 realisiert – von der Anode führt eine dreistufige Phasenschieberkette zum Gitter. Im ersten der drei Hochpässe ist der Widerstand gegen Masse (R29 und R29a) regelbar; so kann die Frequenz, mit der der LFO schwingt, variiert werden. Die Spannung zwischen der zweiten und dritten Stufe wird über R28 auf die Kathodenspannung „hochgelegt“. Dadurch entsteht, wenn der LFO reaktiviert wird (nach Öffnen des Fußschalters, d. h. der Verbindung gegen Masse) ein Spannungssprung, der einen erneuten Schwingvorgang auslöst.
Das Ausgangssignal des LFO wird anschließend über den Tiefpass um C37 gefiltert. Dieser Teil der Schaltung ist durchaus schlau gelöst – C37 „sieht“ hier einen von der Einstellung des Intensity-Reglers unabhängigen Widerstand von etwa 1 MΩ (R34 plus Ausgangswiderstand des LFO und, parallel dazu, R35 zzgl. des Widerstands des Intensity-Reglers R38); es entsteht eine −3dB-Frequenz von etwa 1,5 Hz.
Dahinter bilden R35 und der Intensity-Reglers R38 einen Spannungsteiler mit einem eher niedrigen Ausgangswiderstand von maximal 200 kΩ – hier wird der Pegel des Modulationssignals eingestellt. Zwischen dem Ausgangs dieses Spannungsteilers und der Anode der nächsten Röhrenstufe spannt eine Widerstandskette 4 × 1 MΩ (R36, R40, R41 und R42) zur Anode der rechten Trioden. In der Mitte der Widerstandskette wird das leicht gedämpfte (R57 mit 1 MΩ gegen Masse) und gefilterte (C58 mit 20 nF gegen Masse) Signal an des Gitter der rechten Triode geführt.
Letztendlich sorgt diese Triodenstufe dafür (regelt stetig nach), dass am Anfang und Ende der Widerstandskette ein weitgehend symmetrisch gegenphasiges Signal anliegt, der Mittelwert dieses symmetrischen Signals – zwischen R40 und R41 – ist gerade so klein, dass es, durch die Triodenstufe verstärkt, eines der beiden symmetrischen Signale ergibt.
Jeweils zwischen R36 und R40 bzw. zwischen R41 und R42 kann nun das gegenphasige Steuersignal für die gegenläufige Lautstärkemodulation von Bässen und Höhen („Bias Low“ und „Bias High“) hochohmig abgegriffen werden.
Es folgt die Realisierung der gleichen Stufe – LFO, Filter und Treiber / Symmetrierung – im Fender Concert 6G12A. Dazu zunächst Schaltplan 2.2:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_concert_6G12A_lfo_filter_grosz.gif)
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Schaltplan 2.2: LFO, Filter und Kathodynschaltung in der Tremoloschaltung eines Fender Concert 6G12A.
Zumindest die Schaltung des LFO ist ähnlich zu der der aus dem Patent. Unterschiedlich ist zuerst der Kondensator an der Anode gegen Masse, der nicht nur das Signal filtert, sondern auch in die Rückkopplungsschleife des LFO eingreift. Weiterhin fällt der größere Anodenwiderstand (470 kΩ) auf; dieser verlangt wohl nach einem Pufferverstärker (rechte Triode der 12AX7).
Auf diesen Pufferverstärker folgt ein Filternetzwerk mit dem Intensity-Regler und eine Kathodynstufe, die das gegenphasige Modulationssignal bereitstellt. Ein wenig rätselhaft wirken hier die beiden Kondensatoren 100 nF von Kathode und Anode gegen Masse. Sie sollen wohl weiter Obertöne aus dem Signal herausfiltern. Letztendlich führt der untere Kondensator (Kathode gegen Masse) dazu, dass Anteil der Obertöne am Strom durch die Triode steigt, was mit dem oberen Kondensator (Anode gegen Masse) bestenfalls wieder herausgefiltert wird. Bei größeren Pegel erhöhen diese beiden Kondensatoren die Gefahr der Übersteuerung – entsprechende Versuche hatte der Autor mit der entsprechenden JFET Schaltung unternommen (siehe hier).
Transistorschaltung auf dem Breadboard
Zunächst der Schaltplan 2.3 mit der auf dem Breadboard getesteten Schaltung:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_LFO_trem_2ndtest_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_LFO_trem_2ndtest_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.3: Testschaltung für den LFO des Surfy Trem – aufgebaut auf den Breadboard im Frequenzmaßstab 1:100. Fußschalter und R30 wurden nicht bestückt – R32 ging immer an Masse.
Bei der Schaltung des LFO gab es sowohl Irrwege (in der ersten Testschaltung à la Colorsound Tremolo lag die Basis des Transistors an einem Spannungsteiler R24 auf R30) als auch Überschneidungen (getestet wurde dann der auch im Surfy Vibe verwendete LFO). Insofern steht in den folgenden Absätzen ähnliches wie im Kapitel zum LFO des Surfy Vibe – natürlich mit angepassten Bauteilbezeichnungen.
Die verwendete LFO-Schaltung soll im Folgenden kurz beschrieben und diskutiert werden:
- Transistor
-
Auf dem Breadboardwurde ein BC549C (mit einem β von etwa 550) verwendet. Es war nicht ganz klar, ob es sich beim Transistor Q5 um einen Standard- oder einen Darlington-Typ handelt (die Beschriftung des SMD-Transistors legt sowohl einen BC847 als SMD-Version des BC547 wie auch einen Darlingtontransistor MPSA06 nahe). Allerdings reduziert die Entscheidung für einen Darlingtontransistor hier die Verstärkung – da sich die Verstärkung einer Stufe in Emitterschaltung in etwa aus dem Quotienten der Spannung über dem Kollektorwiderstand und der Temperaturspannung des Basis-Emitter-pn-Übergangs ergibt, hat die Stufe mit dem Darlingtontransistor (mit zwei pn-Übergängen) unter gleichen Bedingungen eine geringere Verstärkung, wenn auch einen höheren Eingangswiderstand.
- Arbeitspunkt
-
Der Arbeitspunkt der Stufe wird bestimmt durch einen Widerstand R24 = 2,2 MΩ zwischen Kollektor und Basis von Q5.
- Ausgang
-
Zwischen dem Kollektor von Q5 und der Betriebsspannung von 9,5 V liegen ein Kollektorwiderstand R20 = 4,7 kΩ und eine grüne LED (es wurde eine grüne LED verwendet, um die etwas zu hohe Betriebsspannung ein wenig auszugleichen) sowie, parallel dazu, ein Widerstand R19 = 22 kΩ als Ersatz für den Trimmer R19 auf der Platine. Das Ausgangssignal wird am Kollektor von Q5 abgegriffen.
- Rückkopplungsschleife
-
Zwischen Kollektor und Basis von Q5 liegen drei Kondensatoren in Serie: C12 = 22 nF, C15 = 10 nF und C16 = 10 nF. Die gemessenen (krummen) Werte für diese Kondensatoren legen nahe, dass – wie bei Fender – der erste Kondensator größer ist als die anderen beiden (d. h. 2,2µF, 10µF und 10µF). Auf dem Breadboard wurde mit einem Maßstab eins zu hundert gearbeitet, um die Ausgangssignale des LFO in einem Oszilloskop darstellen zu können.
Zurück zur Schaltung: Die Verbindung von C15 und C16 wird über einen Festwiderstand R32 = 12 kΩ mit Masse verbunden; die Serienschaltung von R31 = 1 kΩ mit dem SPEED-Regler P3 = 47 kΩ zwischen C12, C15 und Masse in der Originalschaltung wurde auf dem Breadboard ersetzt durch einen einstellbaren Widerstand von 1 kΩ bis 47 kΩ.
Mit diesem Ersatzwiderstand für P3 und R31 wurden nun sechs Werte von 1 kΩ bis einschließlich 47 kΩ eingestellt und damit Frequenzen und Amplituden gemessen – die folgende Tabelle 2.1 listet die Ergebnisse auf:
P1 [kΩ] |
fmess [Hz] |
UA,pp [V] |
UA,eff [V] |
---|---|---|---|
1 kΩ | 611 | 7,1 | 2,5 |
2,2 kΩ | 463 | 7,6 | 2,6 |
4,7 kΩ | 256 | 7,7 | 2,7 |
10 kΩ | 280 | 7,8 | 2,8 |
22 kΩ | 225 | 7,8 | 2,8 |
47 kΩ | 187 | 7,4 | 2,6 |
Weiterhin wurden diese Ergebnisse in Diagramm 2.1 visualisiert:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. EXCEL-Diagramm](../bilder/surfyind_surfytrem_LFO_mit_Last_gg_plus_diagr_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. EXCEL-Diagramm](../bilder/surfyind_surfytrem_LFO_mit_Last_gg_plus_diagr_invers_grosz.gif)
Diagramm 2.1: Darstellung der gemessenen Werte in der Testschaltung entsprechend Schaltplan 2.3 und Tabelle 2.1.
Es lässt sich erkennen, dass das Ausgangssignal der Testschaltung einen relativ konstanten Pegel hat (Diagramm links) und, bei Verwendung eines umgekehrt logarithmischen Potentiometers, eine kontinuierliche Einstellung der Frequenz möglich ist (Diagramm rechts).
Last but not least listet die nachfolgende Bildertabelle 2.2: Oszillogramme des Ausgangssignals des LFO auf:
Bildertabelle 2.2: Signalverläufe am Ausgang des LFO entsprechend Schaltplan 2.3:
Das Grundproblem dieser Art von transistorbasiertem LFO, eine steil fallende Flanke im Ausgangssignal, ist auch hier zu erkennen (wenngleich das verwendete Software-Oszilloskop via Soundkarte hier z. T. schon an seine Grenzen kommt).
Transistorschaltung mit einem Tandempotentiometer
Aus diesem Grunde (des nicht sehr „schönen“ Ausgangssignals des Transistor-LFO) wurde noch eine andere Schaltung für diesen LFO ausprobiert – der Rückkopplungszweig wird mit einem Tandempotentiometer bestückt (siehe den folgenden Schaltplan 2.4):
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_LFO_trem_tandem_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_LFO_trem_tandem_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.4: Alternative Schaltung für einen LFO mit einem Tandempotentiometer und gleichen Kondensatoren.
Das Tandempotentiometer muss ein wenig aufwendiger beschaltet werden, um seinen Widerstandsbereich sinnvoll zu beschränken (von 9 kΩ auf etwa 70 kΩ, Mittelstellung mit etwa 25 kΩ), dadurch entsteht aber ein sinnvoller Reglerweg für einen SPEED-Regler.
Zunächst in der folgenden Tabelle 2.3 die Messergebnisse der Schaltung – es wurden nur drei Messungen (SPEED-Regler auf minimale, mittlere und maximale Einstellung) durchgeführt:
RSPEED | fmess [Hz] |
UA,pp [V] |
UA,eff [V] |
---|---|---|---|
2 × 9 kΩ | 320 | 6,7 | 2,3 |
2 × 25 kΩ | 175 | 8,0 | 2,8 |
2 × 70 kΩ | 83 | 7,6 | 2,7 |
Die Verteilung der Frequenzen auf den Reglerbereich scheint schon gut zu funktionieren, ebenso ist der Ausgangspegel relativ konstant, die Signalformen sind aber nicht erkennbar besser als bei der Schaltung mit einem einfachen Potentiometer für den SPEED-Regler, wie die Oszillogramme in der folgenden Bildertabelle 2.4 zeigen:
Bildertabelle 2.4: Signalverläufe am Ausgang des LFO mit Doppelpotentiometer entsprechend Schaltplan 2.4:
In den folgenden Abschnitten wird es daher um die Filterschaltungen hinter dem LFO gehen, deren Aufgabe unter anderem darin besteht, dessen Ausgangssignal weiter „zu verschönern“ und einem Sinussignal ähnlicher zu machen.
Filter und Biastreiber
Kapitelinhalt:[ Überspringen ]Plausible Kondensatorwerte
Nun also die Testschaltung von LFO, Filterschaltung und JFET-bestückten Biastreiber – im folgenden Schaltplan 2.5 sind für die Kondensatoren Werte eingetragen, die bei genauerer Betrachtung plausibel erscheinen:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_LFO_filter_trem_PC_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_LFO_filter_trem_PC_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.5: Hypothese für LFO (Hintergrund grau), Filter (Hg. blau) und Bias-Treiber (Hg. grün) des Surfy Trem – Schaltung aufgebaut mit Frequenzmaßstab 1:100. (Unterstrichene Werte hypothetisch.)
Der Biastreiber wurde auf dem Breadboard mit einem anderen JFET nachgebaut – mit einem J201 war in der gegebenen Schaltung eine Sourcespannung deutlich über 2 V erreichbar.
Zunächst wurden die Werte der Filterkondensatoren vor der Kathodynschaltung abgeschätzt. Die gesamte Schaltung wurde wieder mit einhunderfach größerer Frequenz (Kondensatoren im LFO einhundert mal so klein) getestet; d. h. auch die anderen Kondensatoren im Maßstab 1 : 100.
- C11 (Koppelkondensator hinter dem LFO):
-
C11 wurde in der Originalschaltung mit 1,3 µF gemessen. Hier sind 2,2 µF sicher nicht falsch (es ergibt sich ein Hochpass von 0,7 Hz). Allerdings wurde der Ausgangspegel des LFO bei einem Wert von 1 µF bei den kleinen Frequenzen nicht ganz so groß.
- C20 (Erster Tiefpass hinter dem LFO, in der Originalschaltung gemessen mit 250 nF):
-
Der Wert wurde im Wesentlichen im Maßstab übernommen – zusammengesetzt aus 2,2 nF und 330 pF. Es ergibt sich mit den angrenzenden Widerständen R22 (100 kΩ) parallel P2 (250 kΩ) ein Tiefpass von etwa 9 Hz.
- C20 (Koppelkondensator hinter dem Potentiometer):
-
Der Wert von 150 nF wurde durch Simulieren und Probieren ermittelt. Ein Kompromiss zwischen Verrundung des LFO-Signal und Konstanz von dessen Pegel. Mit den etwa 90 kΩ, die der Kondensator hier „sieht“ (R27 parallel R28) ergibt sich ein Tiefpass von etwa 11 Hz.
- C22 (Dritter Tiefpass hinter dem LFO, in der Originalschaltung gemessen mit 12 nF):
-
Auch dieser Wert wurde (im Maßstab) übernommen – zusammengesetzt aus 100 pF und 22 pF. Mit den angrenzenden Widerstand R28 (1 MΩ) parallel zum Millerwiderstand R33 (2,2 MΩ dividiert durch 0,6, d. h. dividiert durch R34 /[R34+R34]) ergibt sich ein Tiefpass von etwa 17 Hz.
Im Ergebnis entsteht ein sinus-ähnliches Signal, allerdings ist eine der beiden Halbwellen (am Kollektor die untere, am Emitter die obere) deutlich schmaler und deutlich steiler. Für die höheren Frequenzen ist die Filterwirkung natürlich besser, das schlechteste Ergebnis liegt bei 2,2 Hz (RSPEED 22 kΩ).
Es ist sinnvoll, das Signal mit der breiteren oberen Halbwelle (am Kollektor) den im Modulator dem Höhenzweig zuzuordnen, da man hier ansonsten einen steileren Anstieg deutlicher hören würde. Ansonsten sind die Signale im Wesentlichen (Ausnahme die genannte Einstellung von RSPEED mit 22 kΩ) zu ihren Maxima symmetrisch.
Zum Ende noch die Messwerte und ein paar Oszillogramme für die verschiedenen Einstellungen des Speed-Regler-Widerstands:
RSPEED | fmess [Hz] |
UA,pp [V] |
UA,eff [V] |
---|---|---|---|
1 kΩ | 612 | 1,66 | 0,57 |
2,2 kΩ | 464 | 2,08 | 0,72 |
4,7 kΩ | 357 | 2,41 | 0,85 |
10 kΩ | 281 | 2,61 | 0,93 |
22 kΩ | 226 | 2,77 | 0,97 |
47 kΩ | 188 | 2,66 | 0,91 |
Bildertabelle 2.6: Oszillogramme am Ende der Messschaltung (Signale an Source und Drain) für LFO und Filterschaltung entsprechend Schaltplan 2.5.
Kondensatoren hinter der Kathodynschaltung
Anschließend ging es um die beiden Kondensatoren hinter der Kathodynschaltung, wie sie sowohl in der Vorlage von Fender wie auch im Surfy Trem zu finden sind. Dabei ist nicht ganz klar, wie diese Tiefpässe mit diesen Kondensatoren funktionieren sollen:
Der JFET versucht mit der Source dem Signal zu folgen. ein Kondensator parallel zum Sourcewiderstand erhöht mit steigender Frequenz lediglich den Pegel der Signalströme durch den JFET, während der Kondensator am Drainwiderstand diese Anhebung von Drainstrom und -spannung wieder entsprechend herauszufiltern hat. Wenn es hier überhaupt eine Tiefpass-Filterwirkung über einen Kondensator geben kann, dann an de Tiefpass, den der differentielle Widerstand zwischen Gate und Source bildet. Dieser Tiefpass soll im Folgenden genauer betrachtet und simuliert werden (Gegebenenfalls eingeklappten Bereich durch Anklicken aufklappen):
Berechnungen und Messungen zu den Filterkondensatoren hinter der Kathodynschaltung. (Zum Öffnen klicken)
Eine Änderung der Gate-Source-Spannung steht im Zusammenhang mit einer Änderung des Source-Stroms – d. h., der differentielle Widerstand zwischen Gate und Source ist gleich der inversen Steilheit des JFET im Arbeitspunkt. Diese inverse Steilheit im Arbeitspunkt und der Kondensator am Sourcewiderstand bilden dann einen Tiefpass.
In den aufgenommenen Kennlinien des J201 wurde für einen Sourcestrom von 0,4 mA eine Steilheit von etwa 0,5 mS ermittelt – das entspricht einer inversen Steilheit von 2 kΩ.
Mit dieser Angabe wurde die eigentliche Kathodynschaltung in PSPICE nachsimuliert und festgestellt, dass die beiden Kondensatoren C14 und C23 etwa 10 µF groß sein müssten, damit an der inversen Steilheit ein Tiefpass von etwa 10 Hz entsteht.
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfytremLFO_filter_modell_kathodyn_filtercaps_ESB_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfytremLFO_filter_modell_kathodyn_filtercaps_ESB_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.6: (Lineare) Simulationsschaltung für den Einsatz von Filterkondensatoren hinter dem Source- und dem Drainwiderstand einer Kathodynschaltung mit JFET.
Nach der Simulation wurde das Ganze auf dem Breadboard durchgemessen – wie bisher im Frequenz- bzw. Kondensatorenmaßstab 1 / 100 – d. h. in den vorhandenen Aufbau wurden hinter der Kathodynschaltung zwei Kondensatoren 100 nF eingefügt:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. PSPICE-Diagramm](../bilder/surfytrem_LFO_filter_modell_kathodyn_filtercaps_frequg_PSPICE_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. PSPICE-Diagramm](../bilder/surfytrem_LFO_filter_modell_kathodyn_filtercaps_frequg_PSPICE_invers_grosz.gif)
Diagramm 2.2: Ergebnis der Simulation der Schaltung nach Schaltplan 2.6 – Frequenzgang der Spannungen an Source- und Drainwiderstand sowie des Sourcestroms.
Nach dem Einfügen der beiden Kondensatoren wurden an Source und Drain der Kathodynschaltung sägezahnförmige Signale beobachtet. Das heißt, der JFET übersteuert durch die über den Sourcekondensator angehobenen Sourceströme. Dass es sich um Übersteuerungen handelt, lässt sich daran erkennen, dass die Signale bei sehr kleinem Pegel einigermaßen „manierlich“ aussehen:
Bildertabelle 2.7: Bildertabelle 2.7: Ausgangssignal Kathodynschaltung mit Filterkondensatoren
Anschließend wurde das Ganze noch mit kleineren und wesentlich kleineren Kondensatoren an Source und Drain wiederholt – entweder, die Signalverformungen mit Tendenz zum Sägezahn traten in Ansätzen ebenfalls auf, oder es passierte garnichts.
Im Ergebnis von Betrachung, Simulation und praktischer Messung scheinen die beiden Kondensatoren wenig sinnvoll zu sein – um das Signal wirklich zu filtern (nämlich als Tiefpass an der inversen Steilheit der Röhre bzw. des JFET), müssten sie so groß sein, dass die Stufe verzerrt, oder kleinere Kondensatoren führen ebenfalls tendenziell zu Verzerrungen, filtern aber kaum.
Nun gibt es diese Kondensatoren aber – zumindest in der Originalschaltung von Fender, was mehrere Entscheidungsmöglichkeiten zulässt:
- „Alle doof“:
-
Hypothese: Die Entwickler haben nicht verstanden, dass die Schaltung mit den Kondensatoren nicht so funktioniert, wie sie aussieht. Diese Hypothese wird unterstützt durch die Tatsache, dass der Kondensator an der Anode gegen Betriebsspannung geführt wird – jeder, der die Schaltung versteht, hätte den Kondensator gegen Masse geführt.
Ergebnis: Die Kondensatoren werden weggelassen.
- „Alles vintage“:
-
Hypothese: Die Genossen und Leo Fender werden sich schon etwas dabei gedacht haben.
Ergebnis: Die Kondensatoren bleiben drin bzw. werden mit gleichem Wert aus der Originalschaltung übernommen.
- „Vorschlag zur Güte“
-
Es könnte sein, dass die oben beschriebenen Verzerrungen etc. zum gewünschten Sound dazugehören – die Kondensatoren werden in ihrem Wert übernommen, aber schaltbar gemacht (notfalls per Jumper oder Mäuseklavier / DIP-Switches), aber der Kondensator am Drain geht gegen Masse. Es hat keinen Sinn, sich die restlichen Störsignale auf der Betreibsspannung in das Simulationssignal zu holen.
Das Stellglied des „Harmonic Tremolo“
Kapitelinhalt:[ Überspringen ]- Historie •
- Umsetzung mit JFET – Frequenzgang und Kondensatoren •
- Umsetzung mit JFET – Kennlinien und Wirksamkeit
Wesentlicher Bestandteil des Effektes „Harmonic Tremolo“ ist das eigentliche „Stellglied“ – eine Doppel-Trioden-Schaltung. Der Diskussion dieses „Stellglieds“ bzw. der entsprechenden Doppel-JFET-Schaltung soll eine kurze Erklärung der Originalschaltung mit Trioden vorangestellt werden.
Historie
Die Schaltung dieses Stellgliedes lässt sich, wie das gesamte „Harmonic Tremolo“, auf verschiedene Fender-Verstärker zurückführen; die Prinzipien werden in Fenders Patentschrift in [ fender → patent ] beschrieben. Der folgende Schaltplan 2.7 zeigt das Stellglied – nachgezeichnet aus der Patentschrift:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_patent_harmtrem_stellglied_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_patent_harmtrem_stellglied_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.7: Stellglied für das Harmonic Tremolo im entsprechenden US-Patent 2,973,6816 von Fender.
Die weitere Diskussion wird sich aber auf die Realisierung im Fender Concert 6G12A beziehen – der folgende Schaltplan 2.8 zeigt das Stellglied für das Harmonic Tremolo:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_concert_6G12A_harmtrem_stellglied_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_concert_6G12A_harmtrem_stellglied_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.8: Stellglied für das Harmonic Tremolo im Fender Concert 6G12A – die Numerierungen der Bauteile orientieren sich an der Patentschrift für das Harmonic Tremolo.
Kurz zur Schaltung selbst (siehe dazu auch die Erläuterungen in der Einleitung dieses Artikels im Abschnitt „Kondensator ‚sieht‘“): Das Audiosignal (am Eingang uE) wird auf beide Trioden aufgeteilt – über einen Hochpass (C72 auf R36 || R40; 3-dB-Frequenz etwa 1,3 kHz) sowie über einen Tiefpass (R74 auf C77; 3-dB-Frequenz etwa 72 Hz) und einen Hochpass (C73 auf R36 || R40; 3-dB-Frequenz etwa 64 kHz).
Im Unterschied zum Patent wird die Tiefpass-Funktion im Concert-Amp nicht über eine Miller-Kapazität gegen die Anode realisiert (R74 „sieht“ dort C77 = 125 pF etwa fünfzigmal, d. h. um den Wert der negativen Verstärkung der Stufe multipliziert, größer), sondern über einen Kondensator 10 nF gegen Masse.
Da die Trioden eine „gekrümmte“ Kennlinie aufweisen – die Kennliniensteilheit bzw. die Verstärkung nimmt mit fallender negativer Gittervorspannung zu – können die Verstärkungen der Trioden über eine sich ändernde Gittervorspannung moduliert werden. Das heißt, die (sich gegenläufig ändernde) Gittervorspannung wird hochohmig über zwei Spannungsteiler (R42 auf R41 bzw. R36 auf R40) eingespeist.
Dieses Prinzip wird, da auch ein JFET eine ähnlich gekrümmte Kennlinie aufweist, ohne große Veränderungen für das Effektgerät „abgekupfert“.
Umsetzung mit JFET – Frequenzgang und Kondensatoren
Der folgende Schaltplan 2.9 zeigt eine vermutete Lösung (Schaltungshypothese) der Anpassung auf ein JFET-Pärchen, wie sie auch ins Surfy Industries Surfy Trem passen könnte:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_trem_stellglied_PC_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_trem_stellglied_PC_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.9: Hypothese des Stellgliedes eines „Harmonic Tremolo“, vermutlich im Surfy Trem: Hi-Pfad (Hintergrund grün), Lo-Pfad (Hg. blau) und Breitband-Pfad (Hg. grün und grau). (Unterstrichene Werte hypothetisch.)
Kurz zur (vermuteten) Schaltung: Anstelle einer Doppeltriode zwei JFET, der obere Zweig (grün hinterlegt) bildet den Höhenzweig, der untere (blau hinterlegt) den Basszweig. Mit dem Schalter „Black/Brown“ kann der Basszweig abgeschaltet und der die Bässe abtrennende Eingangskondensator des Höhenzweiges mit einem größeren Kondensator überbrückt werden, so dass ein Fullrange-Tremolo entsteht.
Bei der Anpassung ging es darum, die Werte der Koppel- und Filterkondensatoren an den wahrscheinlichen Frequenzgang des Originals anzupassen (um den Originalklang des Effektgerätes ging es hier nicht) – in obigem Schaltplan 2.9 handelt es sich um die Kondensatoren C3, C8 und C9 sowie, für das Fullrange-Tremolo, um C6:
- C3
-
Der Hochpasskondensator; im Original von Fender sieht ein Kondensator 250 pF das Gitter der rechten Triode sowie eine Spannungsteiler 1 MΩ auf 1 MΩ, also 500 kΩ. Im Surfy Trem liegt zwischen C3 und diesem Spannungsteiler noch ein Vorwiderstand R8 = 200 kΩ (zur Pegeldämpfung?) – C3 sieht also 700 kΩ und wird auf 180 pF verringert.
- C8 und C9
-
Beide Kondensatoren bilden mit den Widerständen einen Bandpass – im Original ergänzen sich der Tiefpass R74 = 220 kΩ und C77 = 10 nF (f−3dB 70 Hz) sowie der Hochpass C73 = 5 nF und der Spannungsteiler R41 auf R41 (1 MΩ parallel 1 MΩ gleich 500 kΩ; f−3dB 60 Hz) zu einem Bandfilter für die Signale um 70 Hz.
Beim Surfy Trem muss probiert werden, da die Widerstände nicht gleich sind und auch der Pegelspannungsteiler im Höhenkanal (R8 vor R23 || R25) entsprechend ausgeglichen werden muss. Deswegen wurden die Werte der Kondensatoren über eine Simulation bestimmt.
- C6
-
C6 ergänzt sich im Fullrange-Modus mit C3 zu einem Koppelkondensator. Er sollte so groß gewählt werden, dass ein Tiefpass unter 80 Hz entsteht.
Zur Ermittlung der Werte von C3, C8 und C9 wurde eine Simulationsschaltung erstellt (siehe Schaltplan 2.10) und probiert …
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_trem_sim_stellglied_c3c8c9_schem_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_trem_sim_stellglied_c3c8c9_schem_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.10: Simulationsschaltung zur Ermittlung der Werte von C3, C8 und C9 im Stellglied eines „Harmonic Tremolo“ (Anschlüsse dunkelrot) entsprechend der Vorlage von Fender (Anschlüsse hellgrau).
Zur Simulationsschaltung wäre noch anzumerken, dass der dort eingesetzte Widerstand R999 dem Ausgangswiderstand der vorherigen Stufe (geteilter Anodenwiderstand – oben 10 kΩ, unten 10 kΩ) entspricht. Weiterhin sorgen die grauen Widerstände Rspice und Rspicier für ein definiertes Potential zwischen den beiden Kondensatoren – „PSPICE braucht das“. – und haben sonst keine Bedeutung. Das Ergebnis der Simulation zeigt das folgende Diagramm 2.3.
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. PSPICE-Diagramm](../bilder/surfyind_trem_sim_stellglied_c3c8c9_freqg_grosz.gif)
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Diagramm 2.3: Ergebnis der Simulation der Schaltung nach Schaltplan 2.10 – Frequenzgänge der beiden Pfade im Stellglied von Fender (hellgrau), bzw. der Schaltungshypothese entsprechend Schaltplan 2.9 (dunkelrot) – C3 = 180 pF, C8 = 3,3 nF und C9 = 33 nF.
Nun noch zu C6 – hier gestaltete sich die Simulationsschaltung deutlich übersichtlicher:
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Schaltplan 2.11: Simulationsschaltung zur Ermittlung der Größe von C6, im Stellglied des Surfy Trem.
C6 wurde auf einen Wert von 4,7 nF festgesetzt, was zu einem Hochpass mit einer −3dB-Frequenz zwischen 40 Hz und 50 Hz führt:
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Diagramm 2.4: Ergebnis der Simulation der Schaltung nach Schaltplan 2.11 Frequenzgang im Fullrangemodus. bzw. der Schaltungshypothese entsprechend Schaltplan 2.8 – C6 = 4,7 nF.
Umsetzung mit JFET – Kennlinien und Wirksamkeit
Kapitelinhalt:[ Überspringen ]Nach einer Hypothese zum Frequenzgang und verschiedenen Kondensatoren im Stellglied wird dieses noch einmal von einer anderen Seite aus betrachtet – Arbeitspunkte, Kennlinien und mögliche Verzerrungen. Auch dazu ist ein Blick in die (Röhren)historie und das Fender-Vorbild sinnvoll (siehe obigen Schaltplan 2.8).
Die Doppeltriode (eine 7025, entspricht etwa der ECC83) ist – mit einem gemeinsamen Kathodenwiderstand von 4,7 kΩ für beide Systeme – etwas „kälter“ als üblich gebiast, d. h. der Anodenstrom und auch die Steilheit sind geringer, die (negative) Ruhespannung zwischen Gitter und Kathode etwas größer. Dieser etwas größeren Gitter-Kathoden-Spannung wird nun die Ausgangsspannung des LFO aufmoduliert, und zwar für beide Systeme gegenläufig.
Zur Funktion: Da bei beiden Trioden mit steigender positiver Spannung zwischen Gitter und Kathode sowohl Steilheit als auch Kathodenstrom zunehmen, erhöht sich bei der Triode, die gerade die obere Halbwelle des LFO-Signals „abbekommt“, die Verstärkung, bei der anderen Triode fällt sie.
Die Spannung an der Kathode ist dabei aber relativ konstant. Zum einen heben sich – für kleine Amplituden des LFO-Signals – die gegenläufigen Änderungen des Kathodenstroms beider Trioden am gemeinsamen Kathodenwiderstand auf.
Bei größeren Amplituden des LFO-Signals funktioniert das nicht mehr ganz so gut – durch die Triode mit der oberen Halbwelle des LFO-Signals nimmt der gemeinsame Kathodenstrom stärker zu als er durch die der unteren Halbwelle des LFO-Signals abnimmt. In diesem Fall wird aber durch den relativ geringen Wert des Kathodenkondensators für eine gewisses Maß an Gegenkopplung gesorgt.
Mess- und Testschaltung mit JFET-Pärchen 2N5457
Soviel zur (Röhren)historie. In Geräten wie dem Surfy Trem wird diese Schaltung nun mit einer Doppel-JFET-Schaltung nachempfunden (verwendet wurden zwei MMBF5457, vermutlich SMD-Versionen des 2N5457). Die Werte der Source- und Drain-Widerstände wurden offensichtlich den Daten der JFET angepasst, auffällig ist lediglich, dass die beiden Anodenwiderstände (R69 und R70) zu einem Drainwiderstand 2,2 kΩ zusammengefasst wurden und die beiden Mischwiderstände (R81 und R82) entfallen sind. Das hat nur dann Sinn, wenn sich die beiden JFET-Stufen nicht über die Drainspannung gegenseitig beeinflussen (man sagt ja JFET im Gegensatz zu Trioden einen größeren Innenwiderstand, d. h. eine größere Stabilität des Drainstroms gegenüber Änderungen der Drainspannung nach).
Da dem Autor keine passenden und vertrauenswürdigen Modelle für die verwendeten JFET zur Verfügung standen und auch nicht klar war, ob ein Simulationsprogramm hier nicht vielleicht zu „dumm“ ist (d. h. in zu sehr vereinfachten Modellen rechnet), wurde beschlossen, die Schaltung auf dem Breadboard zu überprüfen und auszumessen.
Dabei wurde angestrebt, das Stellglied „statisch“ zu untersuchen, d. h. das Stellglied wird für verschiedene augenblickliche Ausgangsspannungen des LFO quasi eingefroren und für diesen eingefrorenen Zustand werden Arbeitspunkte, Verstärkungen des Audiosignals und Verstärkungskennlinien ausgemessen. Dabei sollten sich die Biasvorspannungen an den Gates der beiden JFET symmetrisch zueinander ändern.
Diese Symmetrie hat, (relativ) gleiche JFET vorausgesetzt, den Vorteil, dass man die Kennlinien jeweils nur an einem JFET aufnehmen muss. Der folgende Schaltplan 2.12 zeigt die Testschaltung:
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Schaltplan 2.12: Messschaltung zum Verhalten des Stellgliedes im Surfy Industries Surfy Trem. Die Kondensatoren Ca und Cb werden wechselseitig entweder an den Signalgenerator oder an Masse gelegt. Zum JFET siehe Text.
Aus der Originalschaltung des Effekts übernommen wurden: der Widerstand RD (2,2 kΩ), die beiden JFET 2N5457, der Widerstand RS (1 kΩ), sowie der Sourcekondensator CS (22 µF). Die beiden JFET 2N5457 wurden aufgrund ähnlicher Parameter (UCO und IDSS) aus fünf vorhandenen JFET ausgewählt:
-
Q1 „rot“ (zufällig mit rotem Isolierschlauch am Gate):
UGS,OFF = -1,41 V; ID,SS = 2,44 mA und -
Q2 „weiß“ (dto.): UGS,OFF = -1,39 V; ID,SS = 2,24 mA).
Die zusätzlichen Widerstände (Rplus, Ra, Rb und Rminus sowie der Drehschalter-Widerstand) sorgen für symmetrische Vorspannungen an den Gates der beiden JFET, wobei der im Schaltplan linke JFET das Testsignal bei positiven und der im Schaltplan rechte bei negativen Gatespannungen verstärkt. Das Testsignal selbst wird über Ca oder Cb eingekoppelt, wobei dann das Gate des jeweils anderen JFET signalmäßig auf Masse gelegt wird. Die folgende Tabelle 2.8 trägt die gemessenen Werte zusammen:
UG [V] |
US [V] |
UGS,0 [V] |
Signal- spgn. [Veff] |
vU | ||
---|---|---|---|---|---|---|
Q1 | Q2 | uE | uA | |||
−0,47 | 0,94 | −1,41 | −0,44 | 0,2 | 1 | — |
−0,33 | 0,85 | −1,18 | −0,49 | 0,2 | 0,10 | 0,5 |
−0,23 | 0,79 | −1,02 | −0,53 | 0,2 | 0,20 | 1 |
−0,15 | 0,76 | −0,91 | −0,58 | 0,2 | 0,30 | 1,5 |
−0,1 | 0,75 | −0,85 | −0,62 | 0,2 | 0,37 | 1,8 |
−0,04 | 0,74 | −0,78 | −0,67 | 0,2 | 0,45 | 2,2 |
−0,01 | 0,74 | −0,75 | −0,7 | 0,2 | 0,48 | 2,4 |
— Eingänge wurden getauscht — | ||||||
0,04 | 0,74 | −0,75 | −0,7 | 0,2 | 0,61 | 3,1 |
0,09 | 0,75 | −0,81 | −0,66 | 0,2 | 0,69 | 3,5 |
0,18 | 0,76 | −0,91 | −0,58 | 0,2 | 0,81 | 4,1 |
0,26 | 0,79 | −1,02 | −0,53 | 0,2 | 0,90 | 4,5 |
0,36 | 0,85 | −1,18 | −0,49 | 0,2 | 0,99 | 4,9 |
0,5 | 0,94 | −1,41 | −0,44 | 0,2 | 1,07 | 5,4 |
1,41 | 1,64 | −3,02 | −0,22 | 0,2 | 1,36 | 6,8 |
[1] Kennlinie gekrümmt, keine sinnvolle Messung möglich.
Es zeigt sich, dass die Verstärkung vU relativ kontinuierlich mit der Gatevorspannung UG steigt und dass sich die Sourcespannung bei moderatem Modulationshub (Schwankungen der Gatevorspannung ΔUG bis etwa ±0,2 V, Verstärkungsschwankungen zwischen eins und fünf) wenig ändert.
Den erstgenannten Zusammenhang zwischen Gatevorspannung UG und Verstärkung vU verdeutlicht auch das folgende Diagramm 2.5:
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. EXCEL-Diagramm](../bilder/surfytrem_stellglied_jfets_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. EXCEL-Diagramm](../bilder/surfytrem_stellglied_jfets_invers_grosz.gif)
Diagramm 2.5: Zusammenhang zwischen Biasvorspannung und Verstärkung in der Testschaltung nach Schaltplan 2.12.
Nachfolgende Bildertabelle 2.9 zeigt enthält nun die gemessenen Oszillogramme und Lissajousfiguren (bitte gegebenenfalls auf die Legende klicken, um die Bildertabelle zu öffnen):
Bildertabelle 2.9: Oszillogramme und Lissajousfiguren des Ausgangssignals einer Testschaltung entsprechend Schaltplan 2.12. Der Pegel des Eingangssignals betrug 200 mV (Effektivwert). (Zum Schließen klicken)
ueing. und uausg.
uausg. vs. ueing.
Hier wäre noch zu ergänzen, dass es bei den Messungen auf dem offenen Breadboard offenbar massive Brummstörungen gab – Lissajousfiguren wurden dadurch mehrfach gezeichnet, die Oszillogramme „tänzelten“ auf dem Schirm und die dort dargestellten Spannungswerte Spitze-Spitze („V p-p“) sind nicht zu gebrauchen.
Zurück zu den Oszillogrammen selbst: Auffällig ist, dass die Signale (es wurde mit einem Eingangssignalpegel von 200 mV getestet) bei stark negativer Gatevorspannung und kleiner Verstärkung stärker verzerren, wobei die Verzerrungen (eine einseitig gekrümmte Kennlinie) bei geringerer Effektintensität möglicherweise gar nicht als Verzerrungen, sondern tendentiell eher als „Röhrenklang“ wahrgenommen werden. Inwieweit diese Verzerrungen über die JFET-Kennlinie im Cutoff stärker oder „härter“ sind als die an einer Röhrenkennlinie im Cutoff, lässt sich hier nicht klären, vermutlich gehören sie eher zum speziellen Timbre des Gerätes.
Oktave des LFO-Signals
Auf ein Problem muss jedoch noch hingewiesen werden: Mit größerem Modulationshub, d. h. mit größeren Spannungsschwankungen am Gate, gleichen sich gegenläufigen Änderungen der Source- bzw. Drainströme nicht mehr aus – die Zunahme des Stroms bei dem JFET mit höherer positiver Gate-Vorspannung ist größer als die Verringerung des Stroms bei dem anderen JFET. Im Ergebnis steigt bei beiden Halbwellen des Modulationssignals der gemeinsame Source- bzw. Drainstrom und die Drainspannung fällt entsprechend. Letztendlich muss damit gerechnet werden, dass bei größerer Modulationstiefe die (verzerrte) Oktave des LFO-Signals im Ausgangssignal auftaucht und dort aufwendig wieder herausgefiltert werden muss.
In der folgenden Tabelle 2.10 listet die erfolgten zwölf Messungen (zwölf mögliche Einstellungen des Widerstands-Drehschalters) auf. Es wird erkennbar, dass eine größere Differenzvorspannung an den Gates der beiden JFET zu einer fallenden Spannung am Drain führt.
Pos. | UG,rt [V] |
UG,ws [V] |
ΔUG [V] |
UR,D [V] |
ΔUR,D [V] |
---|---|---|---|---|---|
1 | −0,01 | 0,04 | 0,05 | 1,63 | 0 |
2 | −0,02 | 0,05 | 0,07 | 1,63 | 0 |
3 | −0,04 | 0,07 | 0,10 | 1,63 | 0 |
4 | −0,06 | 0,09 | 0,15 | 1,64 | 0,01 |
5 | −0,10 | 0,13 | 0,22 | 1,65 | 0,02 |
6 | −0,15 | 0,18 | 0,33 | 1,67 | 0,04 |
7 | −0,23 | 0,26 | 0,49 | 1,74 | 0,11 |
8 | −0,33 | 0,36 | 0,69 | 1,86 | 0,23 |
9 | −0,47 | 0,50 | 0,98 | 2,07 | 0,44 |
10 | −0,69 | 0,72 | 1,40 | 2,42 | 0,79 |
11 | −0,99 | 1,02 | 2,01 | 2,94 | 1,31 |
12 | −1,38 | 1,42 | 2,8 | 3,61 | 1,98 |
Vorrangig relevant ist her der Bereich zwischen ΔUG > 0,1 V (bei kleineren Differenzgatespannungen ändert sich die Ruhespannung am Drain garnicht) und ΔUG ≤ 1 V (größere Differenzgatespannungen kann das Stellglied kaum sinnvoll verarbeiten – siehe Tabelle 2.8). Die in diesem Bereich möglichen maximalen Spannungshübe am Drain liegen pegelmäßig schon deutlich im Bereich des Nutzsignals (und müssen herausgefiltert werden).
Das folgende Diagramm 2.6 visualisiert noch einmal den Zusammenhang zwischen gegenläufiger Gatevorspannung und dem Offset der Drainspannung.
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Diagramm 2.6: Zusammenhang zwischen der Differenzgatespannung und der Veränderung der Ruhespannung am Drainwiderstand in der Testschaltung nach Schaltplan 2.12. Daten entsprechend Tabelle 2.10
Geeignete JFET-Pärchen
Ein Wort noch zum Arbeitspunkt bzw. geeigneten JFET für diese Schaltung. Auf dem Breadboard wurde (bei einer Gatespannung gegen null ) eine gemeinsame Sourcespannung von 0,74 V gemessen; im untersuchten Effektgerät lag diese bei 0,76 V. Man kann annehmen, dass die eher zufällig auf Parametergleichheit ausgesuchten JFET etwa denen im Effektgerät entsprechen. (Die Parameter sind: UGS,off ≈ 1,4 V, IDSS ≈ 2,3 mA.)
Insofern sollte ein Pärchen 2N5457 mit ähnlichen Parametern als Bestückung für das Stellglied geeignet sein.
Ein- und Ausgangsstufe
Last but not least die Ein- und Ausgangsstufe des Effektgerätes. Begonnen wird mit der Eingangsstufe – siehe dazu folgenden Schaltplan 2.13 – linke Seite.
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![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltplan](../bilder/surfyind_trem_eingang_ausgang_PC_invers_grosz.gif)
Schaltplan 2.13: Hypothese der Ein- und Ausgangsstufen eines „Harmonic Tremolo“; z. B. des Surfy Industries Surfy Trem. (Unterstrichene Werte hypothetisch.)
An den Messungen muss nicht viel herumgerätselt werden:
-
Der Kondensator C4 ist bei kleinen Messspannungen weitestgehend isoliert und lässt sich gut messen; die in der Skizze angegebenen 10 nF scheinen plausibel.
-
Ebenso plausibel ließ die gemessene Flussspannung für D2 auf eine LED schließen .
-
Als Sourcespannung für Q3 wurden etwa 1,4 V gemessen; mit einem Sourcewiderstand R14 = 4,7 kΩ ergibt sich ein Sourceruhestrom von etwa 0,3 mA. Der eingesetzte JFET sollte also eine Cutoff-Spannung von schätzungsweise 1,5 V bis 2 V haben.
Ansonsten scheint die Auswahl für diesen JFET eher unkritisch.
Bei der Ausgangsstufe gibt es noch ein Rätsel zu knacken – die beiden Kondensatoren haben die Aufgabe, das (frequenzverdoppelte) LFO-Signal aus dem Audio-Ausgang herauszufiltern. Auch hier wurde mit Hilfe einer Simulaition zweimal „geraten“ – zum einen mit der Annahme, dass die Filterkurve am steilsten ist, wenn C1 und C2 die gleiche Kapazität haben, zum anderen mit der Größe dieser Kapazität. Die folgende Schaltplan 2.14 zeigt die Simulationsschaltung in PSPICE:
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Schaltplan 2.14: Simulationsschaltung zur Bestimmumg der Kondensatorwerte im Ausgangshochpass des Surfy Trem.
Es wurde mit Hilfe der Simulation abgeschätzt, dass das beste Ergebnis (Subbasssperre und geraden Frequenzgang für die Gitarrenbässe) mit zwei Kondensatoren 470 nF erreicht werden kann (siehe folgendes Diagramm 2.7).
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. PSPICE-Diagramm](../bilder/surfyind_surfy_sim_ausgang_c1c2_freqg_grosz.gif)
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Diagramm 2.7: Ergebnis der Simulation der Schaltung nach Schaltplan 2.14 – für die beiden Kondensatoren C1 und C2 wurde ein sinnvoller Wert von 470 nF ermittelt.
Aber dieser Werte ist natürlich nicht in Stein gemeißelt, hier muss u. U. praktisch ausprobiert und gegebenenfalls die Schaltung geändert werden.
Fazit
Mit dem Surfy Trem hat Surfy Industries versucht, die Schaltung eines Harmonic Tremolo von einer Originalschaltung in Röhrentechnik auf eine Transistorschaltung zu portieren. Ziel dieses Kapitels war es, anhand der auf der Platine des Gerätes erkennbaren Informationen eine mögliche Lösung herauszuknobeln, zu diskutieren und die vermutete Schaltung zu beschreiben (vermutete Schaltung siehe Schaltplan 2.5, Schaltplan 2.9 und Schaltplan 2.13).
Das war unterschiedlich schwierig und die Ergebnisse sind unterschiedlich sicher:
- LFO
-
Die größte Herausforderung schon für die Portierung „von Röhre auf Transistor“ beinhaltet die Schaltung des LFOs – da die Verstärkung der Transistorstufe im LFO stark aussteuerungsabhängig ist, ist dessen Ausgangssignal weniger „schön“ bzw. sinusähnlich, so dass das Signal stärker gefiltert werden muss.
- Filter nach dem LFO
-
Hier wurde sich bei der Knobelei zum einen an den gemessenen Werten und zum anderen an ein paar Berechnungen oder Schätzungen entlanggehangelt – die Wellenformen hinter dem Filter scheinen „schön genug“ zu sein – ob deren Amplitude (bzw. der maximal mögliche Effektintensität) ausreicht, muss wohl ein praktischer Versuch entscheiden.
- Kathodynstufe
-
Merkwürdig sind allerdings die beiden Filterkondensatoren hinter der Kathodynschaltung (C14 und C23). Sie scheinen auch in der Originalschaltung für die Filterung des Steuersignals wenig sinnvoll zu sein (siehe hier), wobei nicht ausgeschlossen ist, dass die dabei auftretenden Effekte (z. B. die Übersteuerung der Stufe) klangprägend sein könnten. Insofern wird hier vorgeschlagen, die Kondensatoren bei einem eventuellen Nachbau des Effektgerätes schaltbar zu machen.
Die Auswahl des JFETs hingegen ist relativ unkritisch – das Exemplar muss bei einem Sourcewiderstand von 33 kΩ eine Gate-Source-Spannung von etwa 1,5 V haben (d. h. eine Cutoff-Spannung von etwas mehr als 1,5 V).
- Stellglied
-
Die Kondensatorwerte für das Stellglied wurden im Vergleich mit dem Schaltplan des Fender Concert 6G12A [ fender → concert ] per Simulation ermittelt (siehe hier).
Die beiden JFETs im Stellglied müssen „gepaart“ sein (gleicher Typ und gleiche Cutoff-Spannung bzw. gleicher Drainruhestrom). Daneben hatten die beiden JFETs eine Sourcespannung von 0,75 V an einem gemeinsamen Sourcewiderstand von 1 kΩ
Von dem passenden Arbeitspunkt (bzw. den passenden JFETs) hängt auch ab, inwieweit das Steuersignal bzw. dessen Oberwellen das Audiosignal stören.
- Eingangsstufe
-
Offen ist hier der Typ des Eingangs-JFETs – diese sollte aber unkritisch sein. Mit einem Sourcewiderstand von 4,7 kΩ wurde eine Sourcespannung von etwa 1,4 V gemessen (siehe hier).
- Ausgangsfilter
-
Noch offen bzw. nur über eine Simulation grob geschätzt ist der Wert der beiden Kondensatoren im Ausgangshochpass – dieser soll das niederfrequente (Infraschall) Steuersignal aus dem Ausgangssignal herausfiltern (siehe hier).
Literatur
- [ fender → patent ]
-
Clarence L. Fender. Apparatus for producing Tremolo Effects. US-Patent 2,973,681
- [ fender → concert ]
-
Schaltplan des Fender Concert 6G12A gefunden auf www.prowessamplifiers.com.