Surfy Industries
Surfy Trem und Surfy Vibe

Das „harmonische“ Tremolo Surfy Trem

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Der LFO •
Filter und Biastreiber •
Das Stellglied des „Harmonic Tremolo“ •
Ein- und Ausgangsstufe •
Fazit •
Literatur

Der LFO

Historische Vorbilder •
Transistorschaltung auf dem Breadboard •
Transistorschaltung mit einem Tandempotentiometer

Bevor man ein Pedal, das einem oder mehreren historischen Quellen nachempfunden ist, „degoopt“, ist es sinnvoll, sich diese Quellen genauer anzuschauen. Im konkreten Fall des Surfy Industries Surfy Trem sind das zwei sinnvolle Quellen – zum einen ein Patent von Fender [ fender → patent ], zum anderen die Schaltung des Gitarrenverstärkers Fender Concert in der Version 6G12A [ fender → concert ].

Historische Vorbilder

Zunächst – im folgenden Schaltplan 2.1 – die (aus Urheberrechts- und Verständnisgründen nachgezeichnete) Schaltung von LFO, Filter und Bias-Treiber aus dem Patent von Fender:

Der eigentliche LFO wird mit der linken Triode der 12AX7 realisiert – von der Anode führt eine dreistufige Phasenschieberkette zum Gitter. Im ersten der drei Hochpässe ist der Widerstand gegen Masse (R₂₉ und R_29a) regelbar; so kann die Frequenz, mit der der LFO schwingt, variiert werden. Die Spannung zwischen der zweiten und dritten Stufe wird über R₂₈ auf die Kathodenspannung „hochgelegt“. Dadurch entsteht, wenn der LFO reaktiviert wird (nach Öffnen des Fußschalters, d. h. der Verbindung gegen Masse) ein Spannungssprung, der einen erneuten Schwingvorgang auslöst.

Das Ausgangssignal des LFO wird anschließend über den Tiefpass um C₃₇ gefiltert. Dieser Teil der Schaltung ist durchaus schlau gelöst – C₃₇ „sieht“ hier einen von der Einstellung des Intensity-Reglers unabhängigen Widerstand von etwa 1 MΩ (R₃₄ plus Ausgangswiderstand des LFO und, parallel dazu, R₃₅ zzgl. des Widerstands des Intensity-Reglers R₃₈); es entsteht eine −3dB-Frequenz von etwa 1,5 Hz.

Dahinter bilden R₃₅ und der Intensity-Reglers R₃₈ einen Spannungsteiler mit einem eher niedrigen Ausgangswiderstand von maximal 200 kΩ – hier wird der Pegel des Modulationssignals eingestellt. Zwischen dem Ausgangs dieses Spannungsteilers und der Anode der nächsten Röhrenstufe spannt eine Widerstandskette 4 × 1 MΩ (R₃₆, R₄₀, R₄₁ und R₄₂) zur Anode der rechten Trioden. In der Mitte der Widerstandskette wird das leicht gedämpfte (R₅₇ mit 1 MΩ gegen Masse) und gefilterte (C₅₈ mit 20 nF gegen Masse) Signal an des Gitter der rechten Triode geführt.

Letztendlich sorgt diese Triodenstufe dafür (regelt stetig nach), dass am Anfang und Ende der Widerstandskette ein weitgehend symmetrisch gegenphasiges Signal anliegt, der Mittelwert dieses symmetrischen Signals – zwischen R₄₀ und R₄₁ – ist gerade so klein, dass es, durch die Triodenstufe verstärkt, eines der beiden symmetrischen Signale ergibt.

Jeweils zwischen R₃₆ und R₄₀ bzw. zwischen R₄₁ und R₄₂ kann nun das gegenphasige Steuersignal für die gegenläufige Lautstärkemodulation von Bässen und Höhen („Bias Low“ und „Bias High“) hochohmig abgegriffen werden.

Es folgt die Realisierung der gleichen Stufe – LFO, Filter und Treiber / Symmetrierung – im Fender Concert _6G12A. Dazu zunächst Schaltplan 2.2:

Zumindest die Schaltung des LFO ist ähnlich zu der der aus dem Patent. Unterschiedlich ist zuerst der Kondensator an der Anode gegen Masse, der nicht nur das Signal filtert, sondern auch in die Rückkopplungsschleife des LFO eingreift. Weiterhin fällt der größere Anodenwiderstand (470 kΩ) auf; dieser verlangt wohl nach einem Pufferverstärker (rechte Triode der 12AX7).

Auf diesen Pufferverstärker folgt ein Filternetzwerk mit dem Intensity-Regler und eine Kathodynstufe, die das gegenphasige Modulationssignal bereitstellt. Ein wenig rätselhaft wirken hier die beiden Kondensatoren 100 nF von Kathode und Anode gegen Masse. Sie sollen wohl weiter Obertöne aus dem Signal herausfiltern. Letztendlich führt der untere Kondensator (Kathode gegen Masse) dazu, dass Anteil der Obertöne am Strom durch die Triode steigt, was mit dem oberen Kondensator (Anode gegen Masse) bestenfalls wieder herausgefiltert wird. Bei größeren Pegel erhöhen diese beiden Kondensatoren die Gefahr der Übersteuerung – entsprechende Versuche hatte der Autor mit der entsprechenden JFET Schaltung unternommen (siehe hier).

Transistorschaltung auf dem Breadboard

Zunächst der Schaltplan 2.3 mit der auf dem Breadboard getesteten Schaltung:

Bei der Schaltung des LFO gab es sowohl Irrwege (in der ersten Testschaltung à la Colorsound Tremolo lag die Basis des Transistors an einem Spannungsteiler R₂₄ auf R₃₀) als auch Überschneidungen (getestet wurde dann der auch im Surfy Vibe verwendete LFO). Insofern steht in den folgenden Absätzen ähnliches wie im Kapitel zum LFO des Surfy Vibe – natürlich mit angepassten Bauteilbezeichnungen.

Die verwendete LFO-Schaltung soll im Folgenden kurz beschrieben und diskutiert werden:

Transistor

Auf dem Breadboardwurde ein BC549C (mit einem β von etwa 550) verwendet. Es war nicht ganz klar, ob es sich beim Transistor Q₅ um einen Standard- oder einen Darlington-Typ handelt (die Beschriftung des SMD-Transistors legt sowohl einen BC847 als SMD-Version des BC547 wie auch einen Darlingtontransistor MPSA06 nahe). Allerdings reduziert die Entscheidung für einen Darlingtontransistor hier die Verstärkung – da sich die Verstärkung einer Stufe in Emitterschaltung in etwa aus dem Quotienten der Spannung über dem Kollektorwiderstand und der Temperaturspannung des Basis-Emitter-pn-Übergangs ergibt, hat die Stufe mit dem Darlingtontransistor (mit zwei pn-Übergängen) unter gleichen Bedingungen eine geringere Verstärkung, wenn auch einen höheren Eingangswiderstand.

Arbeitspunkt

Der Arbeitspunkt der Stufe wird bestimmt durch einen Widerstand R₂₄ = 2,2 MΩ zwischen Kollektor und Basis von Q₅.

Ausgang

Zwischen dem Kollektor von Q₅ und der Betriebsspannung von 9,5 V liegen ein Kollektorwiderstand R₂₀ = 4,7 kΩ und eine grüne LED (es wurde eine grüne LED verwendet, um die etwas zu hohe Betriebsspannung ein wenig auszugleichen) sowie, parallel dazu, ein Widerstand R₁₉ = 22 kΩ als Ersatz für den Trimmer R₁₉ auf der Platine. Das Ausgangssignal wird am Kollektor von Q₅ abgegriffen.

Rückkopplungsschleife

Zwischen Kollektor und Basis von Q₅ liegen drei Kondensatoren in Serie: C₁₂ = 22 nF, C₁₅ = 10 nF und C₁₆ = 10 nF. Die gemessenen (krummen) Werte für diese Kondensatoren legen nahe, dass – wie bei Fender – der erste Kondensator größer ist als die anderen beiden (d. h. 2,2µF, 10µF und 10µF). Auf dem Breadboard wurde mit einem Maßstab eins zu hundert gearbeitet, um die Ausgangssignale des LFO in einem Oszilloskop darstellen zu können.

Zurück zur Schaltung: Die Verbindung von C₁₅ und C₁₆ wird über einen Festwiderstand R₃₂ = 12 kΩ mit Masse verbunden; die Serienschaltung von R₃₁ = 1 kΩ mit dem SPEED-Regler P₃ = 47 kΩ zwischen C₁₂, C₁₅ und Masse in der Originalschaltung wurde auf dem Breadboard ersetzt durch einen einstellbaren Widerstand von 1 kΩ bis 47 kΩ.

Mit diesem Ersatzwiderstand für P₃ und R₃₁ wurden nun sechs Werte von 1 kΩ bis einschließlich 47 kΩ eingestellt und damit Frequenzen und Amplituden gemessen – die folgende Tabelle 2.1 listet die Ergebnisse auf:

Tabelle 2.1: Gemessene Werte in der Testschaltung entsprechend Schaltplan 2.3.
R₃₁+P₁ [kΩ]	f_mess [Hz]	U_A,pp [V]	U_A,eff [V]
1 kΩ	611	7,1	2,5
2,2 kΩ	463	7,6	2,6
4,7 kΩ	256	7,7	2,7
10 kΩ	280	7,8	2,8
22 kΩ	225	7,8	2,8
47 kΩ	187	7,4	2,6

Weiterhin wurden diese Ergebnisse in Diagramm 2.1 visualisiert:

EXCEL-Diagramm — Diagramm 2.1: Darstellung der gemessenen Werte in der Testschaltung entsprechend Schaltplan 2.3 und Tabelle 2.1.

Es lässt sich erkennen, dass das Ausgangssignal der Testschaltung einen relativ konstanten Pegel hat (Diagramm links) und, bei Verwendung eines umgekehrt logarithmischen Potentiometers, eine kontinuierliche Einstellung der Frequenz möglich ist (Diagramm rechts).

Last but not least listet die nachfolgende Bildertabelle 2.2: Oszillogramme des Ausgangssignals des LFO auf:

Bildertabelle 2.2: Signalverläufe am Ausgang des LFO entsprechend Schaltplan 2.3:

R₃₁ + P₁ = 1 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 2,2 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 4,7 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 10 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 22 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 47 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

Das Grundproblem dieser Art von transistorbasiertem LFO, eine steil fallende Flanke im Ausgangssignal, ist auch hier zu erkennen (wenngleich das verwendete Software-Oszilloskop via Soundkarte hier z. T. schon an seine Grenzen kommt).

Transistorschaltung mit einem Tandempotentiometer

Aus diesem Grunde (des nicht sehr „schönen“ Ausgangssignals des Transistor-LFO) wurde noch eine andere Schaltung für diesen LFO ausprobiert – der Rückkopplungszweig wird mit einem Tandempotentiometer bestückt (siehe den folgenden Schaltplan 2.4):

Das Tandempotentiometer muss ein wenig aufwendiger beschaltet werden, um seinen Widerstandsbereich sinnvoll zu beschränken (von 9 kΩ auf etwa 70 kΩ, Mittelstellung mit etwa 25 kΩ), dadurch entsteht aber ein sinnvoller Reglerweg für einen SPEED-Regler.

Zunächst in der folgenden Tabelle 2.3 die Messergebnisse der Schaltung – es wurden nur drei Messungen (SPEED-Regler auf minimale, mittlere und maximale Einstellung) durchgeführt:

Tabelle 2.3: Frequenz und Ausgangssignalpegel u_A für LFO Schaltplan 2.4.
R_SPEED	f_mess [Hz]	U_A,pp [V]	U_A,eff [V]
2 × 9 kΩ	320	6,7	2,3
2 × 25 kΩ	175	8,0	2,8
2 × 70 kΩ	83	7,6	2,7

Die Verteilung der Frequenzen auf den Reglerbereich scheint schon gut zu funktionieren, ebenso ist der Ausgangspegel relativ konstant, die Signalformen sind aber nicht erkennbar besser als bei der Schaltung mit einem einfachen Potentiometer für den SPEED-Regler, wie die Oszillogramme in der folgenden Bildertabelle 2.4 zeigen:

Bildertabelle 2.4: Signalverläufe am Ausgang des LFO mit Doppelpotentiometer entsprechend Schaltplan 2.4:

R_SPEED = 2 × 9 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R_SPEED = 2 × 25 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

R_SPEED = 2 × 70 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

In den folgenden Abschnitten wird es daher um die Filterschaltungen hinter dem LFO gehen, deren Aufgabe unter anderem darin besteht, dessen Ausgangssignal weiter „zu verschönern“ und einem Sinussignal ähnlicher zu machen.

Filter und Biastreiber

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Plausible Kondensatorwerte •
Kondensatoren hinter der Kathodynschaltung

Plausible Kondensatorwerte

Nun also die Testschaltung von LFO, Filterschaltung und JFET-bestückten Biastreiber – im folgenden Schaltplan 2.5 sind für die Kondensatoren Werte eingetragen, die bei genauerer Betrachtung plausibel erscheinen:

Der Biastreiber wurde auf dem Breadboard mit einem anderen JFET nachgebaut – mit einem J201 war in der gegebenen Schaltung eine Sourcespannung deutlich über 2 V erreichbar.

Zunächst wurden die Werte der Filterkondensatoren vor der Kathodynschaltung abgeschätzt. Die gesamte Schaltung wurde wieder mit einhunderfach größerer Frequenz (Kondensatoren im LFO einhundert mal so klein) getestet; d. h. auch die anderen Kondensatoren im Maßstab 1 : 100.

C₁₁ (Koppelkondensator hinter dem LFO):: C₁₁ wurde in der Originalschaltung mit 1,3 µF gemessen. Hier sind 2,2 µF sicher nicht falsch (es ergibt sich ein Hochpass von 0,7 Hz). Allerdings wurde der Ausgangspegel des LFO bei einem Wert von 1 µF bei den kleinen Frequenzen nicht ganz so groß.
C₂₀ (Erster Tiefpass hinter dem LFO, in der Originalschaltung gemessen mit 250 nF):: Der Wert wurde im Wesentlichen im Maßstab übernommen – zusammengesetzt aus 2,2 nF und 330 pF. Es ergibt sich mit den angrenzenden Widerständen R₂₂ (100 kΩ) parallel P₂ (250 kΩ) ein Tiefpass von etwa 9 Hz.
C₂₀ (Koppelkondensator hinter dem Potentiometer):: Der Wert von 150 nF wurde durch Simulieren und Probieren ermittelt. Ein Kompromiss zwischen Verrundung des LFO-Signal und Konstanz von dessen Pegel. Mit den etwa 90 kΩ, die der Kondensator hier „sieht“ (R₂₇ parallel R₂₈) ergibt sich ein Tiefpass von etwa 11 Hz.
C₂₂ (Dritter Tiefpass hinter dem LFO, in der Originalschaltung gemessen mit 12 nF):: Auch dieser Wert wurde (im Maßstab) übernommen – zusammengesetzt aus 100 pF und 22 pF. Mit den angrenzenden Widerstand R₂₈ (1 MΩ) parallel zum Millerwiderstand R₃₃ (2,2 MΩ dividiert durch 0,6, d. h. dividiert durch R₃₄ /[R34+R34]) ergibt sich ein Tiefpass von etwa 17 Hz.

Im Ergebnis entsteht ein sinus-ähnliches Signal, allerdings ist eine der beiden Halbwellen (am Kollektor die untere, am Emitter die obere) deutlich schmaler und deutlich steiler. Für die höheren Frequenzen ist die Filterwirkung natürlich besser, das schlechteste Ergebnis liegt bei 2,2 Hz (R_SPEED 22 kΩ).

Es ist sinnvoll, das Signal mit der breiteren oberen Halbwelle (am Kollektor) den im Modulator dem Höhenzweig zuzuordnen, da man hier ansonsten einen steileren Anstieg deutlicher hören würde. Ansonsten sind die Signale im Wesentlichen (Ausnahme die genannte Einstellung von R_SPEED mit 22 kΩ) zu ihren Maxima symmetrisch.

Zum Ende noch die Messwerte und ein paar Oszillogramme für die verschiedenen Einstellungen des Speed-Regler-Widerstands:

Tabelle 2.5: Frequenz und Ausgangssignalpegel am Ende der Messschaltung für LFO und Filter entspr. Schaltplan 2.5.
R_SPEED	f_mess [Hz]	U_A,pp [V]	U_A,eff [V]
1 kΩ	612	1,66	0,57
2,2 kΩ	464	2,08	0,72
4,7 kΩ	357	2,41	0,85
10 kΩ	281	2,61	0,93
22 kΩ	226	2,77	0,97
47 kΩ	188	2,66	0,91

Bildertabelle 2.6: Oszillogramme am Ende der Messschaltung (Signale an Source und Drain) für LFO und Filterschaltung entsprechend Schaltplan 2.5.

R₃₁ + P₁ = 1 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 2,2 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 4,7 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 10 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 22 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 47 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

Kondensatoren hinter der Kathodynschaltung

Anschließend ging es um die beiden Kondensatoren hinter der Kathodynschaltung, wie sie sowohl in der Vorlage von Fender wie auch im Surfy Trem zu finden sind. Dabei ist nicht ganz klar, wie diese Tiefpässe mit diesen Kondensatoren funktionieren sollen:

Der JFET versucht mit der Source dem Signal zu folgen. ein Kondensator parallel zum Sourcewiderstand erhöht mit steigender Frequenz lediglich den Pegel der Signalströme durch den JFET, während der Kondensator am Drainwiderstand diese Anhebung von Drainstrom und -spannung wieder entsprechend herauszufiltern hat. Wenn es hier überhaupt eine Tiefpass-Filterwirkung über einen Kondensator geben kann, dann an de Tiefpass, den der differentielle Widerstand zwischen Gate und Source bildet. Dieser Tiefpass soll im Folgenden genauer betrachtet und simuliert werden (Gegebenenfalls eingeklappten Bereich durch Anklicken aufklappen):

Berechnungen und Messungen zu den Filterkondensatoren hinter der Kathodynschaltung.

Eine Änderung der Gate-Source-Spannung steht im Zusammenhang mit einer Änderung des Source-Stroms – d. h., der differentielle Widerstand zwischen Gate und Source ist gleich der inversen Steilheit des JFET im Arbeitspunkt. Diese inverse Steilheit im Arbeitspunkt und der Kondensator am Sourcewiderstand bilden dann einen Tiefpass.

In den aufgenommenen Kennlinien des J201 wurde für einen Sourcestrom von 0,4 mA eine Steilheit von etwa 0,5 mS ermittelt – das entspricht einer inversen Steilheit von 2 kΩ.

Mit dieser Angabe wurde die eigentliche Kathodynschaltung in PSPICE nachsimuliert und festgestellt, dass die beiden Kondensatoren C₁₄ und C₂₃ etwa 10 µF groß sein müssten, damit an der inversen Steilheit ein Tiefpass von etwa 10 Hz entsteht.

Nach der Simulation wurde das Ganze auf dem Breadboard durchgemessen – wie bisher im Frequenz- bzw. Kondensatorenmaßstab 1 / 100 – d. h. in den vorhandenen Aufbau wurden hinter der Kathodynschaltung zwei Kondensatoren 100 nF eingefügt:

PSPICE-Diagramm — Diagramm 2.2: Ergebnis der Simulation der Schaltung nach Schaltplan 2.6 – Frequenzgang der Spannungen an Source- und Drainwiderstand sowie des Sourcestroms.

Nach dem Einfügen der beiden Kondensatoren wurden an Source und Drain der Kathodynschaltung sägezahnförmige Signale beobachtet. Das heißt, der JFET übersteuert durch die über den Sourcekondensator angehobenen Sourceströme. Dass es sich um Übersteuerungen handelt, lässt sich daran erkennen, dass die Signale bei sehr kleinem Pegel einigermaßen „manierlich“ aussehen:

Bildertabelle 2.7: Bildertabelle 2.7: Ausgangssignal Kathodynschaltung mit Filterkondensatoren

u_Eing. ≈ 40 mV
(vert. Skalierung: 25 mV / Div)

u_Eing. ≈ 180 mV
(vert. Skalierung: 100 mV / Div)

Anschließend wurde das Ganze noch mit kleineren und wesentlich kleineren Kondensatoren an Source und Drain wiederholt – entweder, die Signalverformungen mit Tendenz zum Sägezahn traten in Ansätzen ebenfalls auf, oder es passierte garnichts.

Im Ergebnis von Betrachung, Simulation und praktischer Messung scheinen die beiden Kondensatoren wenig sinnvoll zu sein – um das Signal wirklich zu filtern (nämlich als Tiefpass an der inversen Steilheit der Röhre bzw. des JFET), müssten sie so groß sein, dass die Stufe verzerrt, oder kleinere Kondensatoren führen ebenfalls tendenziell zu Verzerrungen, filtern aber kaum.

Nun gibt es diese Kondensatoren aber – zumindest in der Originalschaltung von Fender, was mehrere Entscheidungsmöglichkeiten zulässt:

„Alle doof“:

Hypothese: Die Entwickler haben nicht verstanden, dass die Schaltung mit den Kondensatoren nicht so funktioniert, wie sie aussieht. Diese Hypothese wird unterstützt durch die Tatsache, dass der Kondensator an der Anode gegen Betriebsspannung geführt wird – jeder, der die Schaltung versteht, hätte den Kondensator gegen Masse geführt.

Ergebnis: Die Kondensatoren werden weggelassen.

„Alles vintage“:

Hypothese: Die Genossen und Leo Fender werden sich schon etwas dabei gedacht haben.

Ergebnis: Die Kondensatoren bleiben drin bzw. werden mit gleichem Wert aus der Originalschaltung übernommen.

„Vorschlag zur Güte“

Es könnte sein, dass die oben beschriebenen Verzerrungen etc. zum gewünschten Sound dazugehören – die Kondensatoren werden in ihrem Wert übernommen, aber schaltbar gemacht (notfalls per Jumper oder Mäuseklavier / DIP-Switches), aber der Kondensator am Drain geht gegen Masse. Es hat keinen Sinn, sich die restlichen Störsignale auf der Betreibsspannung in das Simulationssignal zu holen.

Das Stellglied des „Harmonic Tremolo“

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Historie •
Umsetzung mit JFET – Frequenzgang und Kondensatoren •
Umsetzung mit JFET – Kennlinien und Wirksamkeit

Wesentlicher Bestandteil des Effektes „Harmonic Tremolo“ ist das eigentliche „Stellglied“ – eine Doppel-Trioden-Schaltung. Der Diskussion dieses „Stellglieds“ bzw. der entsprechenden Doppel-JFET-Schaltung soll eine kurze Erklärung der Originalschaltung mit Trioden vorangestellt werden.

Historie

Die Schaltung dieses Stellgliedes lässt sich, wie das gesamte „Harmonic Tremolo“, auf verschiedene Fender-Verstärker zurückführen; die Prinzipien werden in Fenders Patentschrift in [ fender → patent ] beschrieben. Der folgende Schaltplan 2.7 zeigt das Stellglied – nachgezeichnet aus der Patentschrift:

Die weitere Diskussion wird sich aber auf die Realisierung im Fender Concert 6G12A beziehen – der folgende Schaltplan 2.8 zeigt das Stellglied für das Harmonic Tremolo:

Kurz zur Schaltung selbst (siehe dazu auch die Erläuterungen in der Einleitung dieses Artikels im Abschnitt „Kondensator ‚sieht‘“): Das Audiosignal (am Eingang u_E) wird auf beide Trioden aufgeteilt – über einen Hochpass (C₇₂ auf R₃₆ || R₄₀; 3-dB-Frequenz etwa 1,3 kHz) sowie über einen Tiefpass (R₇₄ auf C₇₇; 3-dB-Frequenz etwa 72 Hz) und einen Hochpass (C₇₃ auf R₃₆ || R₄₀; 3-dB-Frequenz etwa 64 kHz).

Im Unterschied zum Patent wird die Tiefpass-Funktion im Concert-Amp nicht über eine Miller-Kapazität gegen die Anode realisiert (R₇₄ „sieht“ dort C₇₇ = 125 pF etwa fünfzigmal, d. h. um den Wert der negativen Verstärkung der Stufe multipliziert, größer), sondern über einen Kondensator 10 nF gegen Masse.

Da die Trioden eine „gekrümmte“ Kennlinie aufweisen – die Kennliniensteilheit bzw. die Verstärkung nimmt mit fallender negativer Gittervorspannung zu – können die Verstärkungen der Trioden über eine sich ändernde Gittervorspannung moduliert werden. Das heißt, die (sich gegenläufig ändernde) Gittervorspannung wird hochohmig über zwei Spannungsteiler (R₄₂ auf R₄₁ bzw. R₃₆ auf R₄₀) eingespeist.

Dieses Prinzip wird, da auch ein JFET eine ähnlich gekrümmte Kennlinie aufweist, ohne große Veränderungen für das Effektgerät „abgekupfert“.

Umsetzung mit JFET – Frequenzgang und Kondensatoren

Der folgende Schaltplan 2.9 zeigt eine vermutete Lösung (Schaltungshypothese) der Anpassung auf ein JFET-Pärchen, wie sie auch ins Surfy Industries Surfy Trem passen könnte:

Kurz zur (vermuteten) Schaltung: Anstelle einer Doppeltriode zwei JFET, der obere Zweig (grün hinterlegt) bildet den Höhenzweig, der untere (blau hinterlegt) den Basszweig. Mit dem Schalter „Black/Brown“ kann der Basszweig abgeschaltet und der die Bässe abtrennende Eingangskondensator des Höhenzweiges mit einem größeren Kondensator überbrückt werden, so dass ein Fullrange-Tremolo entsteht.

Bei der Anpassung ging es darum, die Werte der Koppel- und Filterkondensatoren an den wahrscheinlichen Frequenzgang des Originals anzupassen (um den Originalklang des Effektgerätes ging es hier nicht) – in obigem Schaltplan 2.9 handelt es sich um die Kondensatoren C₃, C₈ und C₉ sowie, für das Fullrange-Tremolo, um C₆:

C₃

Der Hochpasskondensator; im Original von Fender sieht ein Kondensator 250 pF das Gitter der rechten Triode sowie eine Spannungsteiler 1 MΩ auf 1 MΩ, also 500 kΩ. Im Surfy Trem liegt zwischen C₃ und diesem Spannungsteiler noch ein Vorwiderstand R₈ = 200 kΩ (zur Pegeldämpfung?) – C₃ sieht also 700 kΩ und wird auf 180 pF verringert.

C₈ und C₉

Beide Kondensatoren bilden mit den Widerständen einen Bandpass – im Original ergänzen sich der Tiefpass R₇₄ = 220 kΩ und C₇₇ = 10 nF (f_−3dB 70 Hz) sowie der Hochpass C₇₃ = 5 nF und der Spannungsteiler R₄₁ auf R₄₁ (1 MΩ parallel 1 MΩ gleich 500 kΩ; f−3dB 60 Hz) zu einem Bandfilter für die Signale um 70 Hz.

Beim Surfy Trem muss probiert werden, da die Widerstände nicht gleich sind und auch der Pegelspannungsteiler im Höhenkanal (R₈ vor R₂₃ || R₂₅) entsprechend ausgeglichen werden muss. Deswegen wurden die Werte der Kondensatoren über eine Simulation bestimmt.

C₆

C₆ ergänzt sich im Fullrange-Modus mit C₃ zu einem Koppelkondensator. Er sollte so groß gewählt werden, dass ein Tiefpass unter 80 Hz entsteht.

Zur Ermittlung der Werte von C₃, C₈ und C₉ wurde eine Simulationsschaltung erstellt (siehe Schaltplan 2.10) und probiert …

Zur Simulationsschaltung wäre noch anzumerken, dass der dort eingesetzte Widerstand R₉₉₉ dem Ausgangswiderstand der vorherigen Stufe (geteilter Anodenwiderstand – oben 10 kΩ, unten 10 kΩ) entspricht. Weiterhin sorgen die grauen Widerstände R_spice und R_spicier für ein definiertes Potential zwischen den beiden Kondensatoren – „PSPICE braucht das“. – und haben sonst keine Bedeutung. Das Ergebnis der Simulation zeigt das folgende Diagramm 2.3.

Nun noch zu C₆ – hier gestaltete sich die Simulationsschaltung deutlich übersichtlicher:

C₆ wurde auf einen Wert von 4,7 nF festgesetzt, was zu einem Hochpass mit einer −3dB-Frequenz zwischen 40 Hz und 50 Hz führt:

Umsetzung mit JFET – Kennlinien und Wirksamkeit

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Mess- und Testschaltung mit JFET-Pärchen 2N5457 •
Oktave des LFO-Signals •
Geeignete JFET-Pärchen

Nach einer Hypothese zum Frequenzgang und verschiedenen Kondensatoren im Stellglied wird dieses noch einmal von einer anderen Seite aus betrachtet – Arbeitspunkte, Kennlinien und mögliche Verzerrungen. Auch dazu ist ein Blick in die (Röhren)historie und das Fender-Vorbild sinnvoll (siehe obigen Schaltplan 2.8).

Die Doppeltriode (eine 7025, entspricht etwa der ECC83) ist – mit einem gemeinsamen Kathodenwiderstand von 4,7 kΩ für beide Systeme – etwas „kälter“ als üblich gebiast, d. h. der Anodenstrom und auch die Steilheit sind geringer, die (negative) Ruhespannung zwischen Gitter und Kathode etwas größer. Dieser etwas größeren Gitter-Kathoden-Spannung wird nun die Ausgangsspannung des LFO aufmoduliert, und zwar für beide Systeme gegenläufig.

Zur Funktion: Da bei beiden Trioden mit steigender positiver Spannung zwischen Gitter und Kathode sowohl Steilheit als auch Kathodenstrom zunehmen, erhöht sich bei der Triode, die gerade die obere Halbwelle des LFO-Signals „abbekommt“, die Verstärkung, bei der anderen Triode fällt sie.

Die Spannung an der Kathode ist dabei aber relativ konstant. Zum einen heben sich – für kleine Amplituden des LFO-Signals – die gegenläufigen Änderungen des Kathodenstroms beider Trioden am gemeinsamen Kathodenwiderstand auf.

Bei größeren Amplituden des LFO-Signals funktioniert das nicht mehr ganz so gut – durch die Triode mit der oberen Halbwelle des LFO-Signals nimmt der gemeinsame Kathodenstrom stärker zu als er durch die der unteren Halbwelle des LFO-Signals abnimmt. In diesem Fall wird aber durch den relativ geringen Wert des Kathodenkondensators für eine gewisses Maß an Gegenkopplung gesorgt.

Mess- und Testschaltung mit JFET-Pärchen 2N5457

Soviel zur (Röhren)historie. In Geräten wie dem Surfy Trem wird diese Schaltung nun mit einer Doppel-JFET-Schaltung nachempfunden (verwendet wurden zwei MMBF5457, vermutlich SMD-Versionen des 2N5457). Die Werte der Source- und Drain-Widerstände wurden offensichtlich den Daten der JFET angepasst, auffällig ist lediglich, dass die beiden Anodenwiderstände (R₆₉ und R₇₀) zu einem Drainwiderstand 2,2 kΩ zusammengefasst wurden und die beiden Mischwiderstände (R₈₁ und R₈₂) entfallen sind. Das hat nur dann Sinn, wenn sich die beiden JFET-Stufen nicht über die Drainspannung gegenseitig beeinflussen (man sagt ja JFET im Gegensatz zu Trioden einen größeren Innenwiderstand, d. h. eine größere Stabilität des Drainstroms gegenüber Änderungen der Drainspannung nach).

Da dem Autor keine passenden und vertrauenswürdigen Modelle für die verwendeten JFET zur Verfügung standen und auch nicht klar war, ob ein Simulationsprogramm hier nicht vielleicht zu „dumm“ ist (d. h. in zu sehr vereinfachten Modellen rechnet), wurde beschlossen, die Schaltung auf dem Breadboard zu überprüfen und auszumessen.

Dabei wurde angestrebt, das Stellglied „statisch“ zu untersuchen, d. h. das Stellglied wird für verschiedene augenblickliche Ausgangsspannungen des LFO quasi eingefroren und für diesen eingefrorenen Zustand werden Arbeitspunkte, Verstärkungen des Audiosignals und Verstärkungskennlinien ausgemessen. Dabei sollten sich die Biasvorspannungen an den Gates der beiden JFET symmetrisch zueinander ändern.

Diese Symmetrie hat, (relativ) gleiche JFET vorausgesetzt, den Vorteil, dass man die Kennlinien jeweils nur an einem JFET aufnehmen muss. Der folgende Schaltplan 2.12 zeigt die Testschaltung:

Aus der Originalschaltung des Effekts übernommen wurden: der Widerstand R_D (2,2 kΩ), die beiden JFET 2N5457, der Widerstand R_S (1 kΩ), sowie der Sourcekondensator C_S (22 µF). Die beiden JFET 2N5457 wurden aufgrund ähnlicher Parameter (U_CO und I_DSS) aus fünf vorhandenen JFET ausgewählt:

Q₁ „rot“ (zufällig mit rotem Isolierschlauch am Gate):
U_GS,OFF = -1,41 V; I_D,SS = 2,44 mA und
Q₂ „weiß“ (dto.): U_GS,OFF = -1,39 V; I_D,SS = 2,24 mA).

Die zusätzlichen Widerstände (R_plus, R_a, R_b und R_minus sowie der Drehschalter-Widerstand) sorgen für symmetrische Vorspannungen an den Gates der beiden JFET, wobei der im Schaltplan linke JFET das Testsignal bei positiven und der im Schaltplan rechte bei negativen Gatespannungen verstärkt. Das Testsignal selbst wird über C_a oder C_b eingekoppelt, wobei dann das Gate des jeweils anderen JFET signalmäßig auf Masse gelegt wird. Die folgende Tabelle 2.8 trägt die gemessenen Werte zusammen:

Tabelle 2.8: Messergebnisse nach Test einer Schaltung entsprechend Schaltplan 2.12 auf dem Breadboard.
U_G [V]	U_S [V]	U_GS,0 [V]		Signal- spgn. [V_eff]		v_U
U_G [V]	U_S [V]	Q1	Q2	u_E	u_A	v_U
−0,47	0,94	−1,41	−0,44	0,2	¹	—
−0,33	0,85	−1,18	−0,49	0,2	0,10	0,5
−0,23	0,79	−1,02	−0,53	0,2	0,20	1
−0,15	0,76	−0,91	−0,58	0,2	0,30	1,5
−0,1	0,75	−0,85	−0,62	0,2	0,37	1,8
−0,04	0,74	−0,78	−0,67	0,2	0,45	2,2
−0,01	0,74	−0,75	−0,7	0,2	0,48	2,4
— Eingänge wurden getauscht —
0,04	0,74	−0,75	−0,7	0,2	0,61	3,1
0,09	0,75	−0,81	−0,66	0,2	0,69	3,5
0,18	0,76	−0,91	−0,58	0,2	0,81	4,1
0,26	0,79	−1,02	−0,53	0,2	0,90	4,5
0,36	0,85	−1,18	−0,49	0,2	0,99	4,9
0,5	0,94	−1,41	−0,44	0,2	1,07	5,4
1,41	1,64	−3,02	−0,22	0,2	1,36	6,8

[¹] Kennlinie gekrümmt, keine sinnvolle Messung möglich.

Es zeigt sich, dass die Verstärkung v_U relativ kontinuierlich mit der Gatevorspannung U_G steigt und dass sich die Sourcespannung bei moderatem Modulationshub (Schwankungen der Gatevorspannung ΔU_G bis etwa ±0,2 V, Verstärkungsschwankungen zwischen eins und fünf) wenig ändert.

Den erstgenannten Zusammenhang zwischen Gatevorspannung U_G und Verstärkung v_U verdeutlicht auch das folgende Diagramm 2.5:

Nachfolgende Bildertabelle 2.9 zeigt enthält nun die gemessenen Oszillogramme und Lissajousfiguren (bitte gegebenenfalls auf die Legende klicken, um die Bildertabelle zu öffnen):

Bildertabelle 2.9: Oszillogramme und Lissajousfiguren des Ausgangssignals einer Testschaltung entsprechend Schaltplan 2.12. Der Pegel des Eingangssignals betrug 200 mV (Effektivwert).

Oszillogramme
u_eing. und u_ausg.

X-Y-Graphen
u_ausg. vs. u_eing.

Linker Eingang; Biasspannung: U_G,0 = −0,33 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 50 mV / Div

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 20 mV / Div

Linker Eingang; Biasspannung: U_G,0 = −0,23 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 100 mV / Div

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 50 mV / Div

Linker Eingang; Biasspannung: U_G,0 = −0,15 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 100 mV / Div