Ideen zu einem Treblebooster für Humbucker – Anhang D
D MOSFET als Treblebooster – Messschaltungen zur Untersuchung des dynamischen Verhaltens
Kapitelinhalt:[ Überspringen ]- D.1 – 6-fach N-Kanal-MOSFET CD4049UBE
- D.2 – 6-fach P-Kanal-MOSFET CD4049UBE
- D.3 – N-Kanal-MOSFET 2N7000 mit Sourcediode
- D.4 – P-Kanal-MOSFET BS250
- Auswertung
In diesen Messreihen sollte untersucht werden, inwieweit sich MOSFET als (weniger rauschender und temperaturstabiler) Ersatz für den Germaniumtransistor in einem Treblebooster eignen.
Messschaltung D.1 – 6-fach N-Kanal-MOSFET CD4049UBE
Dieser und der nachfolgenden Messschaltung liegt die Idee zugrunde, dass man einen MOSFET mit passender Steilheit dadurch bekommen kann, dass man jeweils die sechs p-Kanal-MOSFET bzw. die sechs n-Kanal-MOSFETs eines Sechsfach-CMOS-Inverters CD4049 zusammenfasst. Praktisch bedeutet das, dass alle Inverterein- und ausgänge jeweils miteinander verbunden und dann die nicht benötigten Hälften der CMOS-Inverter kurzgeschlossen werden.
Für die folgende in Abbildung D.1 dargestellte Schaltung würden die miteinander verbundenen Invertereingänge des CD4049 das Gate des Gesamt-MOSFET bilden, der Anschluss USS die Source und alle Inverterausgänge zusammen mit dem UDD-Anschluss das Drain.
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_CD4049_n_680k330k_1_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_CD4049_n_680k330k_1_invers_grosz.gif)
Abb. D.1: Messschaltung eines Boosters mit dem n-Kanal-Gesamt-MOSFET „6/6 CD4049“. Dafür müssen am Schaltkreis die Pins 3, 5, 7, 9, 11 und 14 (Invertereingänge) zum Gesamt-Gate sowie die Pins 2, 4, 6, 10, 12, 15 (Inverterausgänge) und Pin 1 (VDD) zum Gesamt-Drain verbunden werden. Pin 8 (VSS) bildet die Gesamt-Source.
Eingangskreis – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uB [mV] |
ri [kΩ] |
|||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 70 | 24 | 57,7 | 19,8 | ≈ 37 |
2 | 140 | 49 | 114 | 40 | ≈ 35 |
3 | 278 | 98 | 230 | 81 | ≈ 38 |
4 | 698 | 246 | 603 | 214 | ≈ 53 (zerrt) |
5 | 1 380 | 488 | 1 250 | 443 | (zerrt) |
6 | 4 430 | 1 560 | 3 960 | 1 440 | (zerrt) |
Bildertabelle D1.2: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Eingangskreis von Messschaltung D1:
Messschaltung D.1:
ueing. und uG
Messschaltung D.1:
uG vs. ueing.
Verstärkung und Verzerrung – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uC [V] |
vU | |||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 70 | 24 | 1,02 | 0,34 | ≈ 14 |
2 | 140 | 49 | 1,98 | 0,7 | ≈ 14 |
3 | 278 | 98 | 3,67 | 1,3 | (zerrt) |
4 | 699 | 246 | 6,73 | 2,4 | (zerrt) |
5 | 1 380 | 488 | 8,38 | 3,3 | (zerrt) |
6 | 4 430 | 1 560 | 7,85 | 3,8 | (zerrt) |
Bildertabelle D1.4: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Ausgangskreis von Messschaltung D1:
Messschaltung D.1:
ueing. und uC
Messschaltung D.1:
uC vs. ueing.
Messschaltung D.2 – 6-fach P-Kanal-MOSFET CD4049UBE
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_CD4049_n_680k330k_2p_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_CD4049_n_680k330k_2p_invers_grosz.gif)
Abb. D.2: Messschaltung eines Boosters mit dem p-Kanal-Gesamt-MOSFET „6/6 CD4049“. Dafür müssen am Schaltkreis die Pins 3, 5, 7, 9, 11 und 14 (Invertereingänge) zum Gesamt-Gate sowie die Pins 2, 4, 6, 10, 12, 15 (Inverterausgänge) und Pin 8 (VSS) zum Gesamt-Drain verbunden werden. Pin 1 (VDD) bildet die Gesamt-Source.
Eingangskreis – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uB [mV] |
ri [kΩ] |
|||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 70,5 | 24,5 | 59,6 | 20,4 | ≈ 39 |
2 | 140 | 49 | 120 | 41 | ≈ 41 |
3 | 279 | 98 | 236 | 82 | ≈ 41 (zerrt leicht) |
4 | 699 | 246 | 615 | 216 | (zerrt) |
5 | 1 380 | 486 | 1 240 | 441 | (zerrt) |
6 | 4 420 | 1 560 | 3 850 | 1 440 | (zerrt) |
Bildertabelle D2.2: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Eingangskreis von Messschaltung D2:
Messschaltung D.2:
ueing. und uG
Messschaltung D.2:
uG vs. ueing.
Verstärkung und Verzerrung – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uC [V] |
vU | |||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 70 | 24 | 0,90 | 0,31 | ≈ 13 |
2 | 139 | 49 | 1,77 | 0,62 | ≈ 13 |
3 | 278 | 98 | 3,7 | 1,2 | ≈ 12 (zerrt leicht) |
4 | 699 | 246 | 6,1 | 2,3 | (zerrt) |
5 | 1 380 | 487 | 7,1 | 2,9 | (zerrt) |
6 | 4 410 | 1 560 | 7,3 | 3 | (zerrt) |
Bildertabelle D2.4: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Ausgangskreis von Messschaltung D2:
Messschaltung D.2:
ueing. und uD
Messschaltung D.2:
uD vs. ueing.
Messschaltung D.3 – N-Kanal-MOSFET 2N7000 mit Sourcediode 1N5817
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_2N700_680k330k_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_2N700_680k330k_invers_grosz.gif)
Abb. D.3:
Eingangskreis – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uB [mV] |
ri [kΩ] |
|||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 70 | 24 | 57,2 | 19,9 | ≈ 39 |
2 | 139 | 49 | 114 | 40 | ≈ 36 |
3 | 278 | 98 | 230 | 81 | ≈ 38 (zerrt leicht) |
4 | 697 | 246 | 600 | 213 | (zerrt) |
5 | 1 380 | 488 | 1 250 | 441 | (zerrt) |
6 | 4 430 | 1 560 | 4 250 | 1 500 | (zerrt) |
Bildertabelle D3.2: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Eingangskreis von Messschaltung D3:
Messschaltung D.3:
ueing. und uG
Messschaltung D.3:
uG vs. ueing.
Verstärkung und Verzerrung – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uC [V] |
vU | |||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 70 | 24 | 1,01 | 0,35 | ≈ 15 |
2 | 139 | 49 | 1,97 | 0,69 | ≈ 14 |
3 | 278 | 98 | 3,7 | 1,3 | (zerrt) |
4 | 698 | 246 | 7,0 | 2,5 | (zerrt) |
5 | 1 390 | 490 | 8,2 | 3,3 | (zerrt) |
6 | 4 450 | 1 560 | 7,9 | 3,7 | (zerrt) |
Bildertabelle D3.4: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Ausgangskreis von Messschaltung D3:
Messschaltung D.3:
ueing. und uD
Messschaltung D.3:
uD vs. ueing.
Messschaltung D.4 – P-Kanal-MOSFET BS250
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_BS250_330k330xk_grosz.gif)
![Für größeres Bild linksklicken, für Bild in neuem Tab rechtsklicken. Schaltskizze](../bilder/treblebooster_messchaltung_BS250_330k330xk_invers_grosz.gif)
Abb. D.4:
Eingangskreis – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uB [mV] |
ri [kΩ] |
|||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 69 | 24 | 47 | 16 | ≈ 16 |
2 | 137 | 48 | 94 | 32 | ≈ 16 |
3 | 274 | 96 | 191 | 67 | ≈ 18 (zerrt leicht) |
4 | 689 | 243 | 521 | 186 | (zerrt) |
5 | 1 370 | 484 | 1 290 | 405 | (zerrt) |
6 | 4 440 | 1 560 | 4 110 | 1 430 | (zerrt) |
Bildertabelle D4.2: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Eingangskreis von Messschaltung D4:
Messschaltung D.4:
ueing. und uG
Messschaltung D.4:
uG vs. ueing.
Verstärkung und Verzerrung – ueing. vs. uG
ueing. [mV] |
uC [V] |
vU | |||
---|---|---|---|---|---|
pp | eff. | pp | eff. | clean | |
1 | 69 | 24 | 0,88 | 0,31 | ≈ 13 |
2 | 137 | 48 | 1,7 | 0,61 | ≈ 13 |
3 | 274 | 96 | 3,3 | 1,16 | ≈ 12 (zerrt leicht) |
4 | 689 | 243 | 6,3 | 2,3 | (zerrt) |
5 | 1 370 | 483 | 8,4 | 3,2 | (zerrt) |
6 | 4 430 | 1 560 | 8,2 | 3,8 | (zerrt) |
Bildertabelle D4.4: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet im Ausgangskreis von Messschaltung D4:
Messschaltung D.4:
ueing. und uD
Messschaltung D.4:
uD vs. ueing.
Auswertung
Zunächst die gute Nachricht; bezüglich Eingangswiderstand und Verstärkung verhalten sich die vier untersuchten Testschaltungen im wesentlichen wie erwartet (siehe die folgende Tabelle D5). Der deutlich niedrigere Eingangswiderstand der Schaltung mit dem p-Kanal-MOSFET BS250 erklärt sich aus dem kleineren Widerstand zwischen Gate und Drain. Dieser kleinere Gate-Drain-Widerstand war notwendig, da der BS250 im Arbeitspunkt eine wesentlich größere Gate-Source-Spannung hat. In diesem Fall wäre es sicher sinnvoller gewesen, RGmasse zu vergrößern, als RDG zu verkleinern.
Test | MOSFET | RGD [kΩ] |
vU | reing. [kΩ] |
---|---|---|---|---|
D.1 | CD4049UBE N-Kanal | 680 | 14 | 37 |
D.2 | CD4049UBE P-Kanal | 680 | 13 | 39 |
D.3 | 2N7000 m.1N5817 (Sourcediode) | 680 | 15 | 39 |
D.4 | BS250 | 330 | 13 | 16 |
Nach dem groben Überblick über die erreichten Eingangswiderstände und Verstärkungen wieder ein Blick auf Oszillogramme und Lissajous-Figuren bei einer Aussteuerung, die den Arbeitspunkt in den Cut Off des MOSFET zieht (siehe die folgende Tabelle D6):
Im Vergleich zu den Messungen und Bildern vorheriger Untersuchungen der Treblebooster-Schaltungen mit einem Germaniumtransistors fallen zwei Unterschiede auf:
Die Eingangssignalpegel, mit dem sich der Arbeitspunkt in den Cut Off verschiebt, sind bei den MOSFET-Trebleboosters wesentlich höher als bei den bisher getesteten Trebleboostern mit Germaniumtransistoren und Emitterdioden.
Weiterhin ist vom Graphen der Lissajous-Figur umschlossende Fläche wesentlich kleiner ( oder – um es anhand des Oszillogrammes zu beschreiben – das Oszillogramm des Ausgangssignal des übersteuerten MOSFET-Trebleboosters ist weitgehend zeitsymmetrisch).
Bildertabelle D6: Signalverläufe und Lissajous-Figuren der Testschaltungen bei einer Aussteuerung, infolge derer der Arbeitspunkt an den Beginn des Cut Offs gewandert ist.
ueing. und uD
uD vs. ueing.
6-fach N-Kanal-MOSFET CD4049UBE
Eingangssignalspannung: ueing.,eff = 477 mV
6-fach P-Kanal-MOSFET CD4049UBE
Eingangssignalspannung: ueing.,eff = 486 mV
N-Kanal-MOSFET 2N7000 mit Sourcediode
Eingangssignalspannung: ueing.,eff = 490 mV
Weitere zwei mögliche Probleme sind bei der genaueren Betrachtung der Oszillogramme bzw. deren screenshots aufgefallen – in Messschaltung D.1 (Schaltung mit den sechs n-Kanal-MOSFET Arrays CD4049UBE) zeigen sich bei großer Aussteuerung im Wesentlichen zwei Merkwürdigkeiten; die Abbildungen in folgender Tabelle D.7 deuten es an:
Bildertabelle D7: Signalverläufe und Lissajous-Figuren, aufgezeichnet in Ein- und Ausgangskreis von Messschaltung D1 bei einer Eingangssignalspannung von 1,56 V (Effektivwert)
- Eingangswiderstand:
-
Ein grundlegender Irrtum und ein mögliches Problem wird schnell deutlich – in den Vorüberlegungen war ja geplant worden, dass der Eingangswiderstand durch eine Art Miller-Widerstand, bzw. durch den Quotienten von Gate-Drain-Widerstand und (negativer) Verstärkung bestimmt wird. Das setzt natürlich voraus, dass der MOSFET das Signal überhaupt verstärkt.
Das tut der MOSFET aber umso weniger, je stärker er übersteuert ist – bei großer Übersteuerung ist die Drainspannung konstant (der MOSFET ist entweder voll durchgesteuert oder sperrt) und „zieht“ lediglich bei einem Sprung / Zustandswechsel von einem Zustand in den anderen „jede Menge Signalstrom“.
Deutlich ist das in der Lissajous-Figur des Eingangssignals zu erkennen, das Signal „macht einen Sprung“ bei einem Eingangsspannungswert von etwa 500 mV; im Oszillogramm des Eingangssignals ist ebenfalls ein Sprung zu erkennen.
Schaut man parallel dazu auf das Oszillogramm des Ausgangssignals, so sieht man, dass sich dieser Sprung während der ansteigenden oder abfallenden Flanke des Ausgangssignals ereignet.
Inwieweit dieses Phänomen klangliche Auswirkungen hat (zumal es im Ausgangssignal nicht zu sehen ist) kann man schwer abschätzen– auch beim „echten“ Treblebooster kommen stoßartige Eingangsströme vor, nämlich dann, wenn die Basis-Emitter-Diode des Germaniumtransistors leitend wird.
Die Arbeitspunktverschiebungen, die bei Übersteuerung auftreten, scheinen zumindest vergleichbar mit denen zu sein, die bei der Untersuchung verschiedener Schaltungen mit Germaniumtransistoren beobachtet wurden.
- Spannungseinbruch am Ausgang:
-
Das zweite Problem zeigt sich am deutlichsten im Oszillogramm des Ausgangssignals – in der oberen Kante des Ausgangssignals bricht die Spannung ein. Ein vergleichbarer Einbruch zeigt sich auch im Eingangssignal. Was passiert da?
Zur Erklärung sei auf die Innenschaltung eines Inverters des CD4049 in Abbildung D.5 verwiesen – hier gibt es mehrere parasitäre Dioden zwischen Gate und VSS (VSS ist die Invertermasse).
Abb. D.5: Innenschaltung eines MOSFET-Inverters CD4049, in diesem Fall von Texas Instruments – das Prinzipschaltbild wurde dem Datenblatt des Herstellers entnommen.
In der Anwendung hier liegt aber – im Unterschied zu Darstellung im Datenblatt – VSS nicht auf Massepotential; VSS ist die hier Source des „Gesamt-MOSFET und zwischen VSS und Masse liegt noch RS. Insofern ist natürlich folgende Szenario möglich:
Wenn die parasitäre Diode bei großen negativen Spannungsspitzen am Gate leitend wird, fließt dieser Strom nicht nur zwischen Eingang und Masse, sondern auch durch Drain-Source-strecke des MOSFET und dessen Drainwiderstand, und verursacht so einen Spannungsabfall am Drainwiderstand, d. h. einen Spannungseinbruch (eine „Delle“) im Ausgangssignal.
Ob das ein klangliches Problem ist, ist nicht ganz klar – solche „Dellen“ im begrenzten Signal gelten in vergleichbaren Anwendungen (Gitterströme in der Kathodynschaltung) als klanglich unvorteilhaft. Abgesehen davon soll hier noch angemerkt werden, dass beispielsweise in der Eingangsstufe von Box of Rock eine Diode in vergleichbarer Art und Weise zwischen Gate Source ZVEX als Schutzdiode verwendet wird.
Abhilfe schaffen könnte hier eine Schutzdiode vor dem Eingangskreiskondensator des Trebleboosters mit einer Durchbruchsspannung von mindestens 1,5 V – die Ruhespannung am Gate beträgt, bei einer Drainspannung von 7 V, etwa 2,3 V und die Sourcespannung etwa 1 V, so dass die parasitäre Diode zwischen Gate und Source auch erst bei negativer Signalspitzen ≥ 1,5 V leitend wird.
Zwei antiparallele rote LEDs vor dem Eingang (um Umladungen der Koppelkondensatoren, bedingt zu durch asymmetrische Ableitströme durch die LEDs vermeiden) sollten hier genügen. Das in der folgenden Abbildung 6 enthaltene Kennliniendiagramm zweier roter LED 3 mm zeigt, die Dioden bei Diodenspannungen 1,5 V einen differentiellen Widerstand in Größenordnung eines passiven Tonabnehmer (einige Kiloohm) erreichen, das heißt, dass bei diesen Spannungen mit einer beginnenden Signalbegrenzung gerechnet werden kann.
Abb. D.6: Diodenstrom und differentieller Widerstand von zwei roten LED in Abhängigkeit von der Diodenspannung