Crowther Audio Hot Cake

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• Das Gerät, Schaltungen und Versionen

Hier nur das erste Kapitel eines Artikels über den Crowther Hotcake – genau­ere theo­retische Aus­führungen zum Arbeits­punkt, zu Ver­zerrung, Gegen­kopplung und internen Feed­backs später …

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Das Gerät, Schaltungen und Versionen

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• Die Schaltung •
• Der Mittenpeak bei maximalen Gain •
• Der Bypass •
• Aussteuerung, Symmetrie und Bias •
• Versionen und Modifikationen •
• The proof of the pudding …

In diesem Artikel soll es um den Verzerrer „Hot Cake“ des neu­see­ländischen Herstellers „Crowther Audio“ (Im Folgenden kurz Hotcake oder Crowther Hotcake) gehen.  Es handelt sich hier um ein altes und durchaus eigenständiges und eigenwilliges Design – ein wenig abseits der all­gemeinen Vintage-Frömmigkeit. 

In diesem Teil des Artikels wird das Prinzip der Schaltung erläutert, um dann auf beide Versionen des Gerätes einzugehen.  Nach der Betrachtung eines möglichen Problems bei großen Verzerrungen und einer kurzen Beschreibung des etwas speziellen Bypass-Schaltung werden noch Varianten, soweit sie dem Autor bekannt sind, vorgestellt. 

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Die Schaltung

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• Die Vorgeschichte •
• Die Schaltung 1977 •
• Eine modernere Schaltung 2003

Die Vorgeschichte

Der Legende nach baute Paul Crowther das Gerät unter anderem, um die spezielle Endstufen­verzerrung eines VOX AC30 bei kleineren Lautstärken nachzubilden. 

Speziell an der Endstufen­schaltung des VOX AC30 ist die Tatsache, dass die Endstufe im Ganzen nicht gegengekoppelt wird – eine Vorgehensweise, wie man sie sonst eher bei wesentlich kleineren Verstärkern (z. B. dem Fender Champ) kennt.  Man versucht dabei, den ungünstigen, mittig-topfigen Eigen­klang kleiner Laut­sprecher­boxen dadurch auszugleichen, dass über den hohen Innenwiderstand eines Röhren­verstärkers ohne Gegen­kopplung (der Verstärker „pumpt“ den Ausgangs­strom in den Laut­sprecher und die Ausgangs­spannung „entsteht“ über dem Widerstand des Laut­sprechers) und dem frequenz­abhängigen Widerstand des Laut­sprechers (hoch in dem Bässen infolge der mechanischen Resonanz des Laut­sprechers und hoch in den Höhen infolge der Schwing­spulen­induktivität) mehr Bässe und Höhen abgegeben werden. 

Der AC30 ist zwar nicht gerade klein, die eigentliche Box ist aber, da das Verstärker­chassis in einer extra Kammer untergebracht ist, nicht viel größer als die beiden Lautsprecher selbst.  Trotzdem hat der AC30 einen ausgewogenen, wenn auch durchaus höhenbetonten Klang. 

Was bedeutet das nun für die Endstufen­verzerrung das AC30?  Die Verzerrung setzt nicht auf den gesamten Frequenz­bereich gleichmäßig verteilt ein, sondern beginnt dort, wo die Impedanz des Lautsprechers am größten ist, d. h. unter anderem in den Höhen und den oberen Mitten. 

Um diesen Klang für kleine Lautstärken (die Endstufe verzerrt selbst nicht) zu emulieren, ohne dass der un­verzerrte Sound sich ändert, d. h. ohne dass das Signal selbst vor oder nach dem eigentlichen Verzerrer gefiltert wird, müsste man also entweder die oberen Mitten und die Höhen abtrennen, verzerren und wieder zumischen (in etwa das Prinzip eines Exciters), oder die Höhen anheben, das entstandene Signal verzerren und die Höhen wieder absenken oder, philosophisch ausgedrückt, einen „an der langen Leine laufenden“, höhen­betonten Vor­verstärker übersteuern, „zurück­filtern“ (die Höhen wieder herausfiltern) und das Original­signal zuzüglich der gefilterten Verzerrungen zum Ausgang führen und weiter­verstärken. 

Hier wäre noch anzumerken, dass in vielen Verzerrern ein anderer Weg beschritten wird – das Gitarren­signal wird ein- oder mehrmals „verschlankt“ und ggfs. in den Mitten verstärkt und dann verzerrt, wonach dem Anwender über eine Klangregelung die Möglichkeit gegeben wird, zumindest die bei der Verzerrung entstandenen Höhen ein wenig auszublenden.  Dabei entsteht u. U. ein recht deutlicher Eigenklang des Verzerrers; die „Mitten­nase“ eines Tube­screamers ist ein bekanntes Beispiel. 

Zurück zum Crowther Hot Cake. Um zu verstehen, wie die oben angedeutete Emulation der AC30-Endstufen­verzerrung umgesetzt wurde, ist es sinnvoll, sich den Verzerrer selbst anzusehen: 

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Die Schaltung 1977

Die folgende Abbildung 1.1 zeigt also die (nachgezeichnete) Schaltung des Crowther Hot Cake in der ersten Generation – in der Betriebs­art „Normal“ und ohne die spezielle Bypass-Schaltung.  Der hier dargestellte Schaltplan wurde neu gezeichnet und folgt der Darstellung von „Gottfried Divos“ – die Schaltung des Bypass wurde allerdings erst einmal weg­ge­lassen: 

Die Schaltung bedarf wohl einer genaueren Beschreibung.  Begonnen wird unten links – aus der Batterie­spannung wird zum einen der Operations­verstärker µA741 versorgt und zum anderen über den Spannungs­teiler R₂ und R₃ dessen Bias-Spannung abgeleitet, die über R₄ an den nicht­invertierenden Eingang des Operations­verstärker geführt und dem Eingangs­signal überlagert wird.  Die Werte von R₂ und R₃ legen zunächst nahe, dass der Operations­verstärker nicht mit exakt der halben Betriebs­spannung „gebiast“ wird, um nicht exakt symmetrisch zu übersteuern. 

Dem ist allerdings nicht so – die Aussteuerungsgrenzen vieler Operations­verstärker sind durch ihren inneren Aufbau bedingt stark asymmetrisch.  Die obere Aussteuerungs­grenze liegt etwa 0,7 V (ein pn-Übergang) zzgl. des Produktes aus innerem (Schutz?)­widerstand und Laststrom unter der positiven Betriebs­spannung, die untere Aussteuerungs­grenze bei etwa 1,4 V (zwei pn-Übergänge) zzgl. des Produktes aus innerem (Schutz?)­widerstand und Laststrom über der negativen Betriebs­spannung, hier also über null Volt.  In der gegebenen Schaltung und einem maximalen Ausgangs­strom in der Größen­ordnung um 1 mA liegt der Aus­steuerungs­bereich zwischen 2 V bis 8,2 V mit einem Mittel­wert von etwa 5,1 V.  Das heißt, der Mittel­wert liegt deutlich oberhalb der halben Betriebs­spannung von 4,5 V, was den etwas „krummen“ Spannungs­teiler auch im Sinne einer symmetrischen Begrenzung plausibel macht (siehe dazu auch die eingehenderen Betrachtungen im Kapitel zu Aussteuerung, Symmetrie und Bias der verwendeten Operations­verstärker). 

Zurück zum Hotcake selbst:  Der Operations­verstärker arbeitet in nicht­invertierender Schaltung – das Eingangs­signal liegt direkt am nicht­invertierenden Eingang an, während das Ausgangs­signal über zwei Spannungs­teiler auf den invertierenden Eingang zurück­geführt wird.  Dabei ist der erste der beiden Spannungs­teiler frequenzabhängig – R₈, R₉ und C₄ bilden einen (nicht vollständigen) Tiefpass erster Ordnung, dessen Frequenz­gang wie folgt beschrieben werden kann: 

\( \begin{eqnarray} u_{\textrm{A,normal}} & = & u_{\textrm{A,OPV}} \cdot{} \frac{R_9 + \cfrac{1}{ȷωC_4}} {R_8 + R_9 + \cfrac{1}{ȷωC_4}} \\~\\ \frac{u_{\textrm{A,normal}}} {u_{\textrm{A,OPV}}} & = & \frac{ȷωC_4R_9 + 1} {ȷωC_4\left(R_8 + R_9\right) + 1} \tag{1}\end{eqnarray} \)

Dabei steht u_A,normal für das Signal am Ausgang des Spannungs­teilers, das (im „Normal“-Betrieb) an den Geräte­ausgang geführt wird, und u_A,OPV für das Ausgangs­signal des Operations­verstärkers. 

Aus obiger Gleichung 1 ergibt sich nun, dass der genannte Tiefpass zwei „Knickfrequenzen“ bzw. sogenannte −3 dB-Frequenzen aufweist.  Während bei einem einfachen Tiefpass das Signal oberhalb einer bestimmten −3 dB-Frequenzen f₁ mit −3 dB beginnend und mit steigender Frequenz zunehmend gedämpft wird, beginnt bei diesem Tiefpass die Dämpfung bei tiefen Frequenzen, erreicht bei f₁ einen Wert von etwa −3 dB, verstärkt sich mit etwa 20 dB / Dekade bis hin zu f₂ und läuft, oberhalb von f₂, gegen das Teiler­verhältnis des Spannungs­teilers von R₈ und R₉ (im konkreten Fall gut 20 dB bzw. eins zu elf).  Die untere Frequenz f₁ ergibt sich hier aus R₈ + R₉ und C₄ (etwa 180 Hz) und die obere Frequenz f₂ aus R₉ und C₄ (etwa 2 kHz).  Das heißt, hinter dem Ausgang des Operations­verstärkers wird das Signal von etwa 180 Hz bis etwa 2 kHz, mit fallender Frequenz kontinuierlich stärker (maximal um gut 20 dB) abgesenkt. 

Das durch einen Tiefpass gefilterte Signal wird dann (über einen zweiten Spannungs­teiler, bestehend aus R₇ und R₆ plus R₁₅ parallel R₁₂) an den invertierenden Eingang zurückgeführt sowie, wenn der Schalter auf „Normal“ steht, auch an den Ausgang des Gerätes.  Dieser zweite Spannungs­teiler schwächt das Signal je nach Stellung des „Drive“-Reglers um den Faktor 3,5 (Drive minimal, Spannungs­teiler R₇ auf R₁₂ || R₁₅), um den Faktor von etwa 13 (Drive in Mittelstellung, R₁₅ auf etwa 15 %, Spannungs­teiler R₇ auf etwa 7 kΩ) oder um den Faktor von etwa 800 (Drive maximal, Spannungs­teiler R₇ auf R₆). 

Insgesamt betrachtet soll also der Operations­verstärker also dazu gebracht werden, zuerst und vor allem in den Höhen zu übersteuern, wobei diese durch einen Tiefpass in der Gegen­kopplung erzwungene Höhen­anhebung in der Betriebs­art „Normal“ durch den gleichen Tiefpass aus Ausgangs­signal wieder herausgefiltert wird. 

In der zweiten Betriebs­art „Mid Lift“ wird das in Mitten und Höhen verstärkte und ggfs. übersteuerte Ausgangs­signal nicht über den Gegen­kopplungs­tiefpass 180 Hz … 2 kHz zum Ausgang geleitet, sondern über starkes Höhenfilter – einen Tiefpass zweiter Ordnung mit einer Knickfrequenz von etwas über 1 kHz (R₁₀, C₈, R₁₁ und C₆; stärkere Höhendämpfung mit 12 dB pro Oktave), so dass beim Ausgangs­signal die Mitten um etwa 1 kHz betont und die Höhen durch den Tiefpass gedämpft werden. 

Um das Prinzip noch einmal deutlich zu machen und den Frequenz­gang der Schaltung zu ermitteln, wurde diese im un­verzerrten Betrieb simuliert (siehe die folgenden Abbildungen 1.2 und 1.3).  Abbildung 1.2 zeigt die Simulations­schaltung.  Sie unterscheidet sich von der Original­schaltung dadurch, dass – anstelle des Umschalters – das Signal sowohl für den „Normal“- als auch für den „Mid Lift“-Betrieb über Volumen­potentiometer auf eigene Ausgänge geführt werden, um die Frequenz­gänge an beiden Ausgängen vergleichen zu können. 

In der Simulation wurde am Eingang des Gerätes eine Sinus­signal 1 mV in die Schaltung eingespeist und der Frequenz­gang für beide Betriebs­modi ermittelt.  Dabei war der Volumen­regler voll und der der Drive-Regler zur Hälfte aufgedreht (da es sich um ein umgekehrt logarithmisches Potentiometer handelt, entspricht die Einstellung „0,85“ wie in der Simulations­schaltung einem halb aufgedrehten Drive-Regler). 

Das Diagramm in Abbildung 1.3 fasst das Ergebnis der Simulation zusammen (im Diagramm grün für den Ausgang im „Normal“-Mode und blau für den Ausgang im „Normal“-Mode).  Weiterhin beinhaltet das Diagramm auch einen Graphen für den Frequenz­gang am Ausgang des Operations­verstärkers (dunkelrot). 

Die Simulation zeigt also, dass (bei halb aufgedrehtem Drive-Regler) das Ziel der Schaltung ungefähr erreicht wird – der Operations­verstärker verzerrt, wenn er verzerrt, zuerst in den Höhen, der Frequenz­gang im „Normal“-Mode ist, abgesehen von einer leichten Höhenblende ab 5 kHz aufwärts, weitgehend linear.  Im „Mid-Lift“-Mode hingegen werden die Mitten um 1 kHz etwa 6 dB verstärkt und die „Kratz­höhen“ größer 4 kHz stärker gedämpft.

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Eine modernere Schaltung 2003

Nun zu einer der neueren Versionen des Gerätes – siehe die folgende Abbildung 1.4.  Auch dieser Schaltplan wurde, einer Darstellung von „Gottfried Divos“ folgend, neu gezeichnet. 

Was hat sich in Bezug auf die erste Version der Schaltung geändert? 

Betriebs­spannung

Die Betriebs­spannung der Schaltung ist etwas kleiner, da eine Schutzschaltung gegen Überspannung (ein Vorwiderstand 220 Ω und eine Z-Diode 8,2 V) eingefügt wurde, d. h. die Schaltung verzerrt ein Minimum früher. 

Presence-Regler

Der Umschalter zwischen den beiden Betriebs­modi Normal und Mid-Lift wurde ersetzt durch einen Presence-Regler, mit dem Mittenanhebung und Höhenabsenkung des Mid-Lift-Modus eingeblendet werden kann. 

Weiterhin reicht für die Klangvariante Mid-Lift offensichtlich schon ein einfacher Tiefpass zur Filterung des Ausgangs­signals; hier ist die Schaltung ein wenig vereinfacht worden. 

Wirklich wichtig ist hier allerdings zuerst der Presence-Regler, der die Einsatzmöglichkeiten des Gerätes erweitert, wie im Ergebnis der Simulation in Abbildung 1.5 zu erkennen ist.  Während der ältere Hotcake nur einen Umschalter zwischen zwei verschiedenen Sounds besaß, bietet die neuere Schaltung die Möglichkeit, von einem „flat“-Sound auf eine stärkere Betonung der Präsenzen (um 2 kHz) überzublenden. 

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Der Mittenpeak bei maximalen Gain

Soweit, so gut.  Allerdings fiel bei der weiteren Simulation der Schaltung mit maximalem Gain ein merkwürdiges Verhalten auf, es wurde ein schmaler Bereich der Mitten sehr stark angehoben.  (Das trifft sich mit der Beobachtung einiger Anwender des Musikding-Forums, die das Gerät nachgebaut haben – sie hatten über Heul- und Pfeif­geräusche bei hochgedrehtem Drive-Regler festgestellt). 

Zur Betrachtung dieses Phänomens in der folgende Abbildung 1.7 zunächst in der Simulation ermittelte Frequenz­gang bei „gesittetem“ Verhalten des alten Hotcake – bei einer Einstellung für Drive bis etwa 0,9 (d. h. bei einem Invers-logarithmischen Potentiometer bis etwa „drei Uhr“) tritt das Problem nicht auf.  Das Diagramm zeigt dabei die Graphen für den Frequenz­gang der Signale am Ausgang des Operations­verstärkers wie an beiden Ausgänge des Gerätes.  Alle Signale werden mit mehr „Drive“ im Wesentlichen nur lauter (oder der Operations­verstärker zerrt). 

Die simulierten Frequenzgänge bei der Einstellung für maximale Verzerrung finden sich nachfolgend in Abbildung 1.8 (alter Hotcake) und Abbildung 1.9 (neuer Hotcake). 

Die Tendenz zur schmalbandig höheren Verstärkung und zur Rück­kopplung ist in obigen Frequenz­band­diagrammen deutlich zu erkennen.

Auch wenn das Ziel einer solchen Simulation nicht ist, Klänge oder Schaltungen zu verbessern und Probleme wegzuoptimieren, man also Simulations­ergebnis mit einer gewissen Skepsis begegnen sollte – dieses Ergebnis verlangt zumindest nach einer nach­voll­zieh­baren Erklärung. 

Hier ist es notwendig, die eher populäre Vorstellung vom Operations­verstärker als frequenzlinearen Differenzverstärker zu revidieren – die Leerlauf­verstärkung eines Operations­verstärkers ist nur bei sehr kleinen Frequenzen hoch, sie fällt dann mit 20 dB / Dekade.  Das beinhaltet eine (verzögernde) Phasen­verschiebung von knapp 90 ° zwischen Eingang und Ausgang. 

In den konkreten Schaltungen beider Hotcakes kommt zu dieser Phasen­verschiebung um knapp 90 ° noch eine weitere (verzögernde) Phasen­verschiebung durch den Tiefpass in der Gegen­kopplung, so dass die Phasen­verschiebung vom Eingangs­signal (am nicht­invertierenden Eingang des Operations­verstärkers) zum Gegen­kopplungs­signal (am invertierenden Eingang des Operations­verstärkers) 130 ° und mehr beträgt. 

Das kann zwei verschiedene Folgen haben: 

„Schnelle Verzerrungen“:

Für die Steuerung und Begrenzung der Verzerrungen durch die Gegen­kopplung kommt das Signal für die Gegen­kopplung „zu spät“ – das Eingangssignal (oder dessen steigende Flanke) bringt den Operations­verstärker, der jetzt de facto ohne Gegen­kopplung mit voller Leer­lauf­verstärkung arbeitet, sofort in die Begrenzung, anschließend erreicht die durch zwei Tiefpässe verzögerte steigende Flanke den invertierenden Eingang des Operations­verstärkers, was zu einer Verringerung der Ausgangs­spannung des Operations­verstärkers führt. 

Instabile Schaltung:

Betrachtet man für diese Schaltung einmal die Signal­schleife vom Ausgang des Operations­verstärkers durch das Gegen­kopplungs­netzwerk und durch den Operations­verstärker (invertierender Eingang) – so wird deutlich, dass sich die Phasenverzögerung der gesamten Schleife auf Werte bis zu 360 ° aufsummieren kann.  Ist bei den entsprechenden Frequenzen, bei denen diese hohe Phasen­verschiebung auftritt, der Betrag der Schleifenverstärkung (z. B. vom Ausgang des Operations­verstärkers zum Ausgang des Operations­verstärkers) nicht deutlich kleiner eins, so besteht die Gefahr der Instabilität bis hin zur Selbsterregung, oder eben die Gefahr der Betonung einer Frequenz. 

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Der Bypass

Noch eine Anmerkung zum Bypass, der in den Schalt­plänen hier nicht dargestellt wurde.  Begonnen wird mit der Schaltung des „zweiten“ Hot Cake von 2003 – siehe folgende Abbildung 1.10. 

Die Schaltung versucht, die Vorteile einer „non-true-bypass“-Schaltung (stabiler Signal-Buffer, keine Änderung der effektiven Kabelläge / Klangformung am Gitarren­tonabnehmer) zu nutzen, ohne deren Probleme (geringerer Headroom und mögliches Übersprechen durch die JFET-Umschalter) zu übernehmen. 

Die Umschaltung wird nicht über einen Fußschalter, sondern über ein Relais realisiert.  Dazu wird im Bypass-Fall die gesamte Signal­masse der Schaltung um den Operations­verstärker – d. h. die Signal­masse des Gegenkopplungs­netzwerk, des zweiten Tiefpassfilters für den Mid Lift-Ausgang und auch des Volumen­reglers „hochgenommen“ und von der Masse der Batterie und der Ein- und -Ausgänge getrennt.  Außerdem wird der Drive-Regler kurzgeschlossen.  Da die Betriebs­spannung des Operations­verstärkers, der nicht­invertierende Eingang samt Bias-Spannung sowie dessen Ausgang noch mit Ein- und Ausgang verbunden bleiben, arbeitet der Operations­verstärker als Signalpuffer mit Verstärkung von eins.  Das heißt, die Gitarre „sieht“ in jedem Fall den gleichen hochohmigen Eingang, unabhängig davon, ob das Gerät aktiviert ist oder nicht.  Schließlich steuert das Relais (über einen Transistortreiber) die Status-LED. 

Um die Batterie nicht mit einem ständig fließenden Relais­strom zu belasten, wird ein impuls­gesteuertes Relais verwendet.  Der eigentliche Fuß­schalter (ein einfacher Umschalter) verbindet eine Serienschaltung aus einem Vorwiderstand, einem Elektrolyt­kondensator und dem Relais gegen Masse entweder mit der Betriebs­spannung oder mit Masse.  Dabei fließt der Lade- bzw. Entladestrom des Elektrolyt­kondensators in jeweils unterschiedlicher Richtung durch das Relais, so dass dieser je nach Schalterstellung entweder geladen (Schalter verbindet mit der Betriebs­spannung, Schaltstrom in das Relais lässt das Relais anziehen) oder entladen wird (Schalter verbindet mit Masse, Schaltstrom aus dem Relais lässt das Relais abfallen). 

Bei der älteren Schaltung von 1977 (siehe folgende Abbildung 1.11) ist die Lösung für den Bypass etwas einfacher. 

In dieser älteren Schaltung bleibt die Signal­masse von Gegen­kopplung, Filterung und Volumen­regler im Bypass über einen relativ kleinen Pulldown-Widerstand (R_gnd , 120 kΩ) mit der Geräte­masse verbunden; auch wird der zusätzliche Bias-Widerstand zum invertierenden Eingang des Operations­verstärkers (R_bias , 220 kΩ) nicht abgeschaltet, so dass die Filterschaltung mit dem Pulldown-Widerstand und dem Bias-Widerstand signalmäßig einen doppelten Spannungs­teiler vom Ausgang des Operations­verstärkers zu dessen invertierenden Eingang bilden.  Dadurch muss auch im Bypass mit einer leichten Pegelerhöhung von ein paar Dezibel gerechnet werden. 

Insgesamt sind beide Lösungen durchaus durchdacht, aber heute aus wirtschaftlichen Gründen nicht mehr wirklich zeitgemäß – der Preis für ein Relais liegt heutzutage um Größen­ordnungen über dem eines (zusätzlichen) Operations­verstärkers, den man vor den Eingang und die Bypass-Schaltung legen würde, damit der Geräte­eingang einen unverändert hohen Eingangs­widerstand bekommt. 

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Aussteuerung, Symmetrie und Bias

Bleibt die Frage nach dem merk­würdigen Spannungs­teiler für den Arbeits­punkt des Operations­verstärkers (Spannungs­teiler 82 kΩ auf 100 kΩ).  Soll hier eine asymmetrische Über­steuerung erzwungen werden oder ist dieser „krumme“ Vorspannungs­teiler notwendig, um die Schaltung an unterschiedliche Grenzen der maximalen Aus­steuerung des Operations­verstärkers anzupassen?  Um hier Klarheit zu bekommen, hat der Autor einige Operations­verstärker bei den Betriebs­spannungen 9 V und 17 V mit einer möglicher­weise etwas hemds­ärmeligen Methode auf ihre maximalen und minimalen Ausgangs­spannungen hin untersucht – die folgende Abbildung 1.12 zeigt das Prinzip: 

Der Operations­verstärker wird in einer Subtrahier­schaltung (Betriebs­spannung minus Betriebs­spannung gleich null oder Betriebs­spannung minus null gleich Betriebs­spannung) sanft entweder in die obere oder die untere Begrenzung gebracht.  Die Subtrahier­schaltung ist sinnvoll; die Spannung an den Eingängen des Operations­verstärkers liegen dann bei der halben Betriebs­spannung – die Eingänge können so nicht über­steuern und das Mess­er­geb­nis be­ein­flussen.  Dem Ausgang des Operations­verstärkers wird über einen veränder­lichen Widerstand 1 kΩ bis 22 kΩ zum „gegen­über­liegenden Spannungs­potential“  Strom entnommen.  Betriebs- und Ausgangs­spannung des Operations­verstärkers werden gemessen – der Rest ist EXCEL.  Die folgende Abbildung 1.13 beinhaltet eine grafische Darstellung des Ergebnisses: 

Zur Erklärung:  Insgesamt wurde die jeweils minimale und maximale Ausgangs­spannung (des übersteuerten Operations­verstärkers) für verschiedene Last­ströme ermittelt.  Die Messungen werden repräsentiert durch Datenpunkte; die farbigen Linien verbinden die Mess­punkte nur. 

Im Diagramm ist zu erkennen, dass der „Verlust an Headroom“ zum Teil recht groß ist, zum Teil auch stark mit dem Laststrom wächst.  Weiterhin zeigt sich, dass die (obere) Begrenzung des Headroom relativ unabhängig von der Betriebs­spannung des Operations­verstärkers ist – die Graphen liegen fast deckungsgleich übereinander. 

Für den µA741 im Crowther Hotcake mit einer Betriebs­spannung des OPV von 8,2 V bewegt sich der Aus­steuerungs­bereich bei einer Last von etwa 10 kΩ (maximaler Last­strom kleiner 1 mA) etwa zwischen mindestens 2 V und maximal 7,4 V (8,2 V − 0,8 V = 7,4 V) Die Mitte des Aus­steuerungs­bereiches bei etwa 4,7 V.  Der etwas „krumme“ Spannungs­teiler für die Bias­vorspannung des Operations­verstärkers – 82 kΩ auf 100 kΩ teilen 8,2 Volt zu 4,5 Volt – dient also nicht einer a­symmetrischen Begrenzung, sondern einer symmetrischen – er passt die Bias­vor­spannung für den Operations­verstärker an dessen in Bezug auf die Betriebs­spannung asymmetrische Aussteuerungsgrenzen an. 

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Versionen und Modifikationen

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• Der Bluesberry-Mod •
• Das Kit von uk-electronic – ein Bausatz aus Sachsen-Anhalt

Der Bluesberry-Mod

Der Crowther Hotcake wird von einem kleinen neuseeländischen Unternehmen, im Grunde genommen einem einzelnen Enthusiasten, seit Jahrzehnten hergestellt und vertrieben.  Dabei wurde die Schaltung natürlich weiter­entwickelt, und genauso, wie Entwickler an der Verbesserung einer Schaltung arbeiten, versuchen sie auch, die Resultate dieser geistigen Arbeit vor der Ausbeutung durch Dritte zu schützen – sei es, dass sie die Schaltung patentieren lassen, oder sei es (wenn es sich bspw. nur um kleinere Details handelt), dass die Platine mechanisch versiegelt (gooped – in Kunststoff vergossen) wird. 

Das kann dazu führen, dass Weiterentwicklungen (zum Beispiel der im Folgende besprochene Bluesberry-Mod) Gegenstand lang­jähriger Spekulationen bleiben, bis irgendjemand die Versiegelung eines Gerätes zerstört und die bisher geheime Schaltung heraus­zeichnet. 

Auf eine dieser Spekulationen – ein sogenannter Shortstack Overdrive – war auch der Autor hereingefallen.  Bei dem genannten Shortstack Overdrive handelt es sich um einen Crowther Hotcake, dem an den Eingängen des Operations­verstärkers zwei Dioden zugeschaltet worden waren, wohl, um dessen Übersteuerungsverhalten zu verbessern bzw. klanglich angenehmer zu gestalten.  Für den Autor war allerdings nicht so ganz ersichtlich, wie das funktionieren soll. 

Der Vollständigkeit halber und, um mit der früheren Version dieses Artikels konsistent zu bleiben, zeigt die folgende Abbildung 1.14 das Prinzip dieser Variation des Crowther Hotcake: 

Nun aber zum eigentlichen Bluesberry-Mod:  So tauchte vor längerer Zeit eine genauere Darstellung dieser Modifikation in den Nachbauerforen auf – der „Bluesberry“-Mod und der XLF-Mod. 

Bei dem XLF-Mod handelt es sich um eine schaltbare Vergrößerung des Koppelkondensators vor dem Ausgangs­volumen­potentiometer (Faktor drei:  147 nF anstelle von 47 nF vor 47 kΩ; d. h. eine untere −3dB-Frequenz von 23 Hz anstelle von 72 Hz) – dieser Kondensator, der bei einem Gitarren­verzerrer die mulmenden Sub­bässe herausfiltern soll, wird soweit vergrößert, dass die tiefen Töne bei einem Bass nicht mehr beschnitten werden. 

Etwas schwieriger gestaltet sich die Beschreibung des eigentlichen Bluesberry-Mods – die Versiegelung der Schaltung soll hier akzeptiert werden, zumindest soll darauf verzichtet werden, nachbausichere Informationen weiterzugeben und die Schaltung eines neueren Crowther Hotcake einfach „abzupinseln“.  Aus diesem Grunde wird im Folgenden lediglich versucht, die mit dem Mod verbundenen Veränderungen zu erläutern: 

Betriebs­spannung

Die Betriebs­spannung des OPV liegt nicht mehr bei 8,2 V; die verwendete Z-Diode hat eine Z-Spannung von 10 V und sichert das Gerät lediglich gegen Über­spannung ab.  Diese Veränderung ist unabhängig vom Schalter für den Bluesberry-Mod. 

Vorspannung OPV

Die Bias-Spannung für den OPV wird weiterhin über einen Bias-Spannungs­teiler 82 kΩ auf 100 kΩ bereitgestellt, so dass eine Bias-Spannung über der halben Betriebs­spannung gut zu den asymmetrischen Aussteuerungs­grenzen des OPV passt (siehe auch das vorgehende Unter­kapitel zu Symmetrie und Bias). 

Z-Diode 2,7 V

Wird der Bluesberry-Mod aktiviert, so wird diesem Bias-Spannungs­teiler eine Z-Diode 2,7 V vorgeschaltet – am Eingang des Bias-Spannungs­teilers liegen dann etwas mehr als 7 V an (auf eine Z-Diode 2,7 V fallen bei einem Strom 50 µA keine 2,7 V ab) und die Bias-Spannung wird kleiner.  Gleichzeitig aber wird dem oberen Widerstand des Bias-Spannungs­teilers 82 kΩ ein Widerstand 220 kΩ parallel­geschaltet, so dass der Spannungs­verlust des Bias für den OPV teilweise korrigiert wird. 

pnp-Transistor

Ein Kleinsignal-pnp-Transistor wird mit dem Emitter an den Ausgang des OPV und mit der Basis an den Eingang des o. g. Bias-Spannungs­teilers verbunden; der Kollektor führt in den Eingang „Offset N2“ des Operations­verstärkers.  Die folgende Abbildung 1.15 zeigt das Prinzip dieser Verschaltung. 

Erreicht jetzt des Ausgang des OPV einen bestimmten Wert zwischen 7 V und 8 V (etwa 0,4 V bis 0,6 V über den 7 V des Bias-Spannungs­teilers, aber noch innerhalb des Aussteuerungs­bereiches des OPV), dann steuert der Transistor durch und es fließt ein (hochwirksamer) Strom vom Ausgang des OPV in dessen Eingang zur Offset-Korrektur.  Dadurch wird die Ausgangs­spannung des OPV wieder soweit verringert, dass der Strom durch den Transistor in den Offset-Eingang klein bleibt. 

Insgesamt wird also die Ausgangs­spannung des OPV an der (Strom-Spannungs-Kennlinie der) Basis-Emitter-Diode des Transistors begrenzt – die Über­steuerung der oberen Halb­welle entspricht also eher einem Dioden-Clipping als einem über­steuerten OPV.  Zumindest wird ein Über­schwingen an der oberen Begrenzung (Überschwingen infolge der Über­steuerung des OPV) vermieden.  Klang­lich scheint diese Begrenzung angenehmer zu sein, als wenn der OPV ausgangs­seitig „ungebremst gegen die Decke knallt“, d. h. an der Betriebs­spannung begrenzt wird. 

Deaktivierter Bluesberry-Mod

Wird der Mod abgeschaltet (die Z-Diode 2,7 V kurzgeschlossen und der Bias-Spannungs­teiler wieder­her­gestellt), so steigt die Spannung am Eingang des Bias-Spannungs­teilers wieder auf Betriebs­spannungs­niveau, d. h. die Basis des p-n-p-Transistors (der Eingang des Bias-Spannungs­teilers) ist positiver als dessen Emitter (der Ausgang des OPV) und der Transistor kann gar nicht durch­steuern – der Mod ist deaktiviert. 

Insgesamt stellt der „Bluesberry“-Mod eine schlaue Möglichkeit dar, das Übersteuerungs­verhalten eines OPV „bluesiger“ oder „musikalischer“ zu gestalten, in dem eine der beiden Halbwellen weicher begrenzt wird – ein Verfahren, das sich auch für andere Schaltungen mit Operations­verstärkern in nicht­invertierender Schaltung anbietet.  Transistor­stufen, die bezüglich der der Härte der Begrenzung asymmetrisch übersteuern, werden ja auch in dem einen oder anderen Verzerrer (z. B. BOSS DS 1 oder BOSS HM 2) durchaus vorteilhaft eingesetzt; insofern könnte man mit diesem Mod bspw. auch sogenannte Hardclipp-Schaltungen, in denen ein OPV in nicht­invertierender Schaltung eine Widerstands-Dioden-Schaltung ansteuert, modifizieren. 

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Das Kit von uk-electronic – ein Bausatz aus Sachsen-Anhalt

Der Versandhändler uk-electronic (seinerzeit noch in Wanz­leben bei Magde­burg) bietet eine leicht modifizierte Version des Hotcake von 2003 als Bausatz an, die Modifikation betreffen den Bypass sowie den Drive-Regler bzw. den zweiten Spannungs­teiler der Gegen­kopplung: 

Bypass:

Der Bypass über ein impulsgesteuertes Relais, wie er in den Schaltplänen des Hotcake zu finden ist, wurde nicht in den Bausatz übernommen.  Stattdessen wurde für den Bausatz eine bei solchen Eigen- oder Nachbaugeräten übliche True-Bypass-Schaltung vorgesehen. 

Eingangs-Pulldown:

Leider wurde der fehlende Pulldown am Eingang, der mit der Bypass-Schaltung des Originals nicht notwendig ist (im Original wird ja der Eingang nicht umgeschaltet), in die Kopie übernommen – der Anwender muss sich hier selbst etwas hoch­ohmiges zurecht­basteln. 

Drive-Regler:

Anstelle des im originalen Gerät verwendeten Potentiometers 50 kΩ wird ein Potentiometer 10 kΩ verwendet.  Wenn man einmal davon ausgeht, dass das invers logarithmische Potentiometer in der Mittel­stellung auf fünfzehn bzw. 85 % des Maximal­wertes steht, wird im Grunde der Bereich bis „elf Uhr“ des Drive-Reglers des originalen Hotcake verworfen. 

Weiterhin wurde der obere Widerstand im zweiten Spannungs­teiler der Gegen­kopplung (in den Schaltplänen hier R₇) von 100 kΩ auf 68 kΩ abgesenkt, d. h. auch das maximal einstellbare Gain verringert – möglicher­weise, um die oben beschriebenen Probleme bei maximalem Gain (z. B. Feedback) zu vermeiden. 

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The proof of the pudding …

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• Der eigene Aufbau •
• Soundcheck

… is the eating.  Also wurde vom genannten Online-Versender uk-electronic ein Bausatz des Crowther Hotcake bestellt, aufgebaut und ausprobiert: 

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Der eigene Aufbau

Beim Aufbau war ein kleines technische Problem zu lösen – da, wie oben gesagt, beim Layout der Platine der Pulldown vergessen wurde, wurden zwei Löt­pins auf der Fuß­schalter­platine, die eigentlich zur Verkabelung der Status-LED vorgesehen waren, für diesen Pulldown verwendet.  Die LED kann auch über die Platine des Effekts verkabelt werden. 

Der Aufbau des Gerätes (siehe auch die folgenden Abbildungen Abb. 1.16 und Abb. 1.17) verlief relativ unspektakulär, abgesehen davon, dass der Autor lernen musste, nur dort dickere (und steifere) Litzen zu verwenden, wo wirklich große Kontakt­flächen oder -ösen anzuschließen sind (z. B. an der Netz­teil­buchse).  Es wurde „über Kopf“ verkabelt, d. h. die Platine lässt sich nach Lösen der Platinen­halter nach oben klappen, ohne dass Kabel zu kurz sind.  Dabei wurden Ein- und Ausgang nach links und rechts getrennt, um Rück­kopplungen zu vermeiden. 

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Soundcheck

Zum ersten „Soundcheck“ nur ein paar kurze Bemerkungen: 

Die Ver­änderung am Verzerrungs­regler, die im Bau­satz vorgenommen wurde (10 kΩ statt 50 kΩ, d. h. eine größere minimale Verzerrung), scheint nachvollziehbar – ist der Regler zugedreht, so ist der Sound zwar nicht clean, aber man vermisst den Cleansound nicht unbedingt – clean „geht“ dann mit dem Volumen­poti an der Gitarre. 

Ansonsten hat das Gerät seinen guten Ruf nicht ohne Grund; dem ersten Eindruck nach einer der besten „klassischen“ Verzerrer, der genau das auch tut – verzerren.  So heißen, es gibt wenig Klang­färbungen durch not­wendige Vor- oder Nach­filterung.  Der Autor hat ein Gefühl oder besser eine Idee bekommen, was so eigentlich mit Amp-like gemeint sein könnte – die Verzerrung wirkt, von einem gewissen Sägen in den Höhen abgesehen, „plausibel“ und nicht erzeugt. 

Über den Hals­tonabnehmer (im konkreten Fall ein P90 im Humbucker­format auf einer Les Paul) wurde der Sound bei größerer Verzerrung schon recht wuchtig (und bei Akkordspiel sicherlich auch zu wuchtig für den Mix), aber immer noch einigermaßen durchsichtig oder zumindest nachvollziehbar und definiert.  Auch hier wäre es dann u. U. sinnvoll, mit dem Volumen­regler an der Gitarre zu arbeiten. 

Zum Positiven kommt eine praktische klangliche Ausgewogenheit – es ließen mit allen drei Schalt­stellungen (Hals­tonabnehmer, beide und Steg­tonabnehmer) und auch mit den Volumen­reglern sinnvolle und brauchbare Klänge finden, d. h. der Hotcake war nicht beschränkt bzw. festgelegt auf beispiels­weise „Steg-Säge“ oder „Hals-PU-Blues“. 

Der Presence-Regler hatte eine eher geringe Wirkung, hier änderte sich nicht viel (was aber auch in der Simulation der Schaltung deutlich wurde – siehe dazu auch Abbildung 1.6).  Weiterhin ließ sich mit dem Gerät, und das war für den Autor ein wenig überraschend, auch bei weit auf­ge­dreh­tem Verzerrungs­regler etwas anfangen.  Auf dem einen oder anderem You­Tube-Filmchen klang das nicht ganz so. …

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