Surfy Industries
Surfy Trem und Surfy Vibe

Das „harmonische“ Tremolo Surfy Trem

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• Der LFO •
• Filter und Bias­treiber •
• Das Stell­glied des „Harmonic Tremolo“ •
• Ein- und Ausgangs­stufe •
• Fazit •
• Literatur

Der LFO

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• Historische Vorbilder •
• Transistor­schaltung auf dem Bread­board •
• Transistor­schaltung mit einem Tandem­potentiometer

Bevor man ein Pedal, das einem oder mehreren historischen Quellen nachempfunden ist, „degoopt“, ist es sinnvoll, sich diese Quellen genauer anzuschauen.  Im konkreten Fall des Surfy Industries Surfy Trem sind das zwei sinnvolle Quellen – zum einen ein Patent von Fender [ fender → patent ], zum anderen die Schaltung des Gitarren­verstärkers Fender Concert in der Version 6G12A [ fender → concert ]. 

Historische Vorbilder

Zunächst – im folgenden Schaltplan 2.1 – die (aus Urheber­rechts- und Verständnis­gründen nach­gezeichnete) Schaltung von LFO, Filter und Bias-Treiber aus dem Patent von Fender: 

Der eigentliche LFO wird mit der linken Triode der 12AX7 realisiert – von der Anode führt eine dreistufige Phasenschieberkette zum Gitter.  Im ersten der drei Hochpässe ist der Widerstand gegen Masse (R₂₉ und R_29a) regelbar; so kann die Frequenz, mit der der LFO schwingt, variiert werden.  Die Spannung zwischen der zweiten und dritten Stufe wird über R₂₈ auf die Kathoden­spannung „hochgelegt“.  Dadurch entsteht, wenn der LFO reaktiviert wird (nach Öffnen des Fußschalters, d. h. der Verbindung gegen Masse) ein Spannungs­sprung, der einen erneuten Schwing­vorgang auslöst. 

Das Ausgangs­signal des LFO wird anschließend über den Tief­pass um C₃₇ gefiltert.  Dieser Teil der Schaltung ist durchaus schlau gelöst – C₃₇ „sieht“ hier einen von der Einstellung des Intensity-Reglers unabhängigen Widerstand von etwa 1 MΩ (R₃₄ plus Ausgangs­widerstand des LFO und, parallel dazu, R₃₅ zzgl. des Widerstands des Intensity-Reglers R₃₈); es entsteht eine −3dB-Frequenz von etwa 1,5 Hz. 

Dahinter bilden R₃₅ und der Intensity-Reglers R₃₈ einen Spannungs­teiler mit einem eher niedrigen Ausgangs­widerstand von maximal 200 kΩ – hier wird der Pegel des Modulations­signals eingestellt.  Zwischen dem Ausgangs dieses Spannungsteilers und der Anode der nächsten Röhrenstufe spannt eine Widerstands­kette 4 × 1 MΩ (R₃₆, R₄₀, R₄₁ und R₄₂) zur Anode der rechten Trioden.  In der Mitte der Widerstands­kette wird das leicht gedämpfte (R₅₇ mit 1 MΩ gegen Masse) und gefilterte (C₅₈ mit 20 nF gegen Masse) Signal an des Gitter der rechten Triode geführt. 

Letztendlich sorgt diese Triodenstufe dafür (regelt stetig nach), dass am Anfang und Ende der Widerstands­kette ein weitgehend symmetrisch gegenphasiges Signal anliegt, der Mittel­wert dieses symmetrischen Signals – zwischen R₄₀ und R₄₁ – ist gerade so klein, dass es, durch die Triodenstufe verstärkt, eines der beiden symmetrischen Signale ergibt. 

Jeweils zwischen R₃₆ und R₄₀ bzw. zwischen R₄₁ und R₄₂ kann nun das gegenphasige Steuer­signal für die gegenläufige Lautstärke­modulation von Bässen und Höhen („Bias Low“ und „Bias High“) hochohmig abgegriffen werden. 

Es folgt die Realisierung der gleichen Stufe – LFO, Filter und Treiber / Symmetrierung – im Fender Concert _6G12A.  Dazu zunächst Schaltplan 2.2: 

Zumindest die Schaltung des LFO ist ähnlich zu der der aus dem Patent.  Unterschiedlich ist zuerst der Konden­sator an der Anode gegen Masse, der nicht nur das Signal filtert, sondern auch in die Rückkopplungs­schleife des LFO eingreift.  Weiterhin fällt der größere Anoden­widerstand (470 kΩ) auf; dieser verlangt wohl nach einem Puffer­verstärker (rechte Triode der 12AX7). 

Auf diesen Puffer­verstärker folgt ein Filter­netz­werk mit dem Intensity-Regler und eine Kathodyn­stufe, die das gegenphasige Modulations­signal bereit­stellt.  Ein wenig rätselhaft wirken hier die beiden Konden­satoren 100 nF von Kathode und Anode gegen Masse.  Sie sollen wohl weiter Obertöne aus dem Signal herausfiltern.  Letztendlich führt der untere Konden­sator (Kathode gegen Masse) dazu, dass Anteil der Obertöne am Strom durch die Triode steigt, was mit dem oberen Konden­sator (Anode gegen Masse) bestenfalls wieder herausgefiltert wird.  Bei größeren Pegel erhöhen diese beiden Konden­satoren die Gefahr der Übersteuerung – entsprechende Versuche hatte der Autor mit der entsprechenden JFET Schaltung unternommen (siehe hier). 

Transistor­schaltung auf dem Bread­board

Zunächst der Schalt­plan 2.3 mit der auf dem Bread­board getesteten Schaltung: 

Bei der Schaltung des LFO gab es sowohl Irrwege (in der ersten Test­schaltung à la Color­sound Tremolo lag die Basis des Transistors an einem Spannungs­teiler R₂₄ auf R₃₀) als auch Über­schneidungen (getestet wurde dann der auch im Surfy Vibe verwendete LFO).  Insofern steht in den folgenden Ab­sätzen ähnliches wie im Kapitel zum LFO des Surfy Vibe – natür­lich mit angepassten Bauteil­bezeichnungen. 

Die verwendete LFO-Schaltung soll im Folgenden kurz beschrieben und diskutiert werden: 

Transistor

Auf dem Bread­boardwurde ein BC549C (mit einem β von etwa 550) verwendet.  Es war nicht ganz klar, ob es sich beim Transistor Q₅ um einen Standard- oder einen Darlington-Typ handelt (die Beschriftung des SMD-Transistors legt sowohl einen BC847 als SMD-Version des BC547 wie auch einen Darlington­transistor MPSA06 nahe).  Allerdings reduziert die Entscheidung für einen Darlington­transistor hier die Ver­stärkung – da sich die Verstärkung einer Stufe in Emitter­schaltung in etwa aus dem Quotienten der Spannung über dem Kollektor­widerstand und der Temperatur­spannung des Basis-Emitter-pn-Über­gangs ergibt, hat die Stufe mit dem Darlington­transistor (mit zwei pn-Über­gängen) unter gleichen Bedingungen eine geringere Verstärkung, wenn auch einen höheren Eingangs­widerstand. 

Arbeitspunkt

Der Arbeits­punkt der Stufe wird bestimmt durch einen Widerstand R₂₄ = 2,2 MΩ zwischen Kollektor und Basis von Q₅. 

Ausgang

Zwischen dem Kollektor von Q₅ und der Betriebs­spannung von 9,5 V liegen ein Kollektor­widerstand R₂₀ = 4,7 kΩ und eine grüne LED (es wurde eine grüne LED verwendet, um die etwas zu hohe Betriebs­spannung ein wenig auszugleichen) sowie, parallel dazu, ein Widerstand R₁₉ = 22 kΩ als Ersatz für den Trimmer R₁₉ auf der Platine.  Das Ausgangs­signal wird am Kollektor von Q₅ abgegriffen. 

Rückkopplungsschleife

Zwischen Kollektor und Basis von Q₅ liegen drei Konden­satoren in Serie: C₁₂ = 22 nF, C₁₅ = 10 nF und C₁₆ = 10 nF.  Die gemessenen (krummen) Werte für diese Konden­satoren legen nahe, dass – wie bei Fender – der erste Konden­sator größer ist als die anderen beiden (d. h. 2,2µF, 10µF und 10µF).  Auf dem Bread­board wurde mit einem Maßstab eins zu hundert gearbeitet, um die Ausgangs­signale des LFO in einem Oszilloskop darstellen zu können. 

Zurück zur Schaltung:  Die Verbindung von C₁₅ und C₁₆ wird über einen Festwiderstand R₃₂ = 12 kΩ mit Masse verbunden; die Serienschaltung von R₃₁ = 1 kΩ mit dem SPEED-Regler P₃ = 47 kΩ zwischen C₁₂, C₁₅ und Masse in der Original­schaltung wurde auf dem Bread­board ersetzt durch einen einstellbaren Widerstand von 1 kΩ bis 47 kΩ. 

Mit diesem Ersatz­widerstand für P₃ und R₃₁ wurden nun sechs Werte von 1 kΩ bis einschließlich 47 kΩ eingestellt und damit Frequenzen und Amplituden gemessen – die folgende Tabelle 2.1 listet die Ergebnisse auf: 

Tabelle 2.1:  Gemessene Werte in der Test­schaltung entsprechend Schalt­plan 2.3. 

P1 [kΩ]	fmess [Hz]	UA,pp [V]	UA,eff [V]
1 kΩ	611	7,1	2,5
2,2 kΩ	463	7,6	2,6
4,7 kΩ	256	7,7	2,7
10 kΩ	280	7,8	2,8
22 kΩ	225	7,8	2,8
47 kΩ	187	7,4	2,6

Weiterhin wurden diese Ergebnisse in Diagramm 2.1 visualisiert: 

Es lässt sich erkennen, dass das Ausgangs­signal der Test­schaltung einen relativ konstanten Pegel hat (Diagramm links) und, bei Verwendung eines umgekehrt logarithmischen Potentiometers, eine kontinuierliche Einstellung der Frequenz möglich ist (Diagramm rechts). 

Last but not least listet die nachfolgende Bilder­tabelle 2.2: Oszillogramme des Ausgangs­signals des LFO auf: 

Bilder­tabelle 2.2:  Signal­verläufe am Ausgang des LFO entsprechend Schalt­plan 2.3: 

R₃₁ + P₁ = 1 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 2,2 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 4,7 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 10 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 22 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R₃₁ + P₁ = 47 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

Das Grundproblem dieser Art von transistor­basiertem LFO, eine steil fallende Flanke im Ausgangs­signal, ist auch hier zu erkennen (wenngleich das verwendete Software-Oszilloskop via Soundkarte hier z. T. schon an seine Grenzen kommt). 

Transistor­schaltung mit einem Tandem­potentiometer

Aus diesem Grunde (des nicht sehr „schönen“ Ausgangs­signals des Transistor-LFO) wurde noch eine andere Schaltung für diesen LFO ausprobiert – der Rück­kopplungs­zweig wird mit einem Tandem­potentiometer bestückt (siehe den folgenden Schalt­plan 2.4): 

Das Tandem­potentiometer muss ein wenig aufwendiger beschaltet werden, um seinen Widerstands­bereich sinnvoll zu beschränken (von 9 kΩ auf etwa 70 kΩ, Mittel­stellung mit etwa 25 kΩ), dadurch entsteht aber ein sinnvoller Reglerweg für einen SPEED-Regler. 

Zunächst in der folgenden Tabelle 2.3 die Mess­ergebnisse der Schaltung – es wurden nur drei Messungen (SPEED-Regler auf minimale, mittlere und maximale Einstellung) durchgeführt: 

Tabelle 2.3:  Frequenz und Aus­gangs­signal­pegel u_A für LFO Schalt­plan 2.4. 

RSPEED	fmess [Hz]	UA,pp [V]	UA,eff [V]
2 ×  9 kΩ	320	6,7	2,3
2 ×  25 kΩ	175	8,0	2,8
2 ×  70 kΩ	83	7,6	2,7

Die Verteilung der Frequenzen auf den Regler­bereich scheint schon gut zu funktionieren, ebenso ist der Ausgangs­pegel relativ konstant, die Signal­formen sind aber nicht erkennbar besser als bei der Schaltung mit einem einfachen Potentiometer für den SPEED-Regler, wie die Oszillo­gramme in der folgenden Bilder­tabelle 2.4 zeigen: 

Bilder­tabelle 2.4:  Signal­verläufe am Ausgang des LFO mit Doppel­potentio­meter entsprechend Schalt­plan 2.4: 

R_SPEED = 2 ×  9 kΩ
(vert. Skalierung: 1,5 V / Div)

R_SPEED = 2 × 25 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

R_SPEED = 2 × 70 kΩ
(vert. Skalierung: 1 V / Div)

 

In den folgenden Abschnitten wird es daher um die Filterschaltungen hinter dem LFO gehen, deren Aufgabe unter anderem darin besteht, dessen Ausgangs­signal weiter „zu verschönern“ und einem Sinus­signal ähnlicher zu machen. 

Filter und Bias­treiber

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• Plausible Kondensator­werte •
• Kondensatoren hinter der Kathodyn­schaltung

Plausible Kondensator­werte

Nun also die Testschaltung von LFO, Filterschaltung und JFET-bestückten Bias­treiber – im folgenden Schalt­plan 2.5 sind für die Kondensatoren Werte eingetragen, die bei genauerer Betrachtung plausibel erscheinen: 

Der Bias­treiber wurde auf dem Bread­board mit einem anderen JFET nachgebaut – mit einem J201 war in der gegebenen Schaltung eine Source­spannung deutlich über 2 V erreichbar. 

Zunächst wurden die Werte der Filterkondensatoren vor der Kathodyn­schaltung abgeschätzt.  Die gesamte Schaltung wurde wieder mit einhunderfach größerer Frequenz (Konden­satoren im LFO einhundert mal so klein) getestet; d. h. auch die anderen Konden­satoren im Maßstab 1 : 100. 

C₁₁ (Koppelkondensator hinter dem LFO): 

C₁₁ wurde in der Original­schaltung mit 1,3 µF gemessen.  Hier sind 2,2 µF sicher nicht falsch (es ergibt sich ein Hoch­pass von 0,7 Hz).  Allerdings wurde der Ausgangspegel des LFO bei einem Wert von 1 µF bei den kleinen Frequenzen nicht ganz so groß. 

C₂₀ (Erster Tief­pass hinter dem LFO, in der Original­schaltung gemessen mit 250 nF): 

Der Wert wurde im Wesentlichen im Maßstab übernommen – zusammengesetzt aus 2,2 nF und 330 pF.  Es ergibt sich mit den angrenzenden Widerständen R₂₂ (100 kΩ) parallel P₂ (250 kΩ) ein Tief­pass von etwa 9 Hz. 

C₂₀ (Koppelkondensator hinter dem Potentiometer): 

Der Wert von 150 nF wurde durch Simulieren und Probieren ermittelt.  Ein Kompromiss zwischen Verrundung des LFO-Signal und Konstanz von dessen Pegel.  Mit den etwa 90 kΩ, die der Konden­sator hier „sieht“ (R₂₇ parallel R₂₈) ergibt sich ein Tief­pass von etwa 11 Hz. 

C₂₂ (Dritter Tief­pass hinter dem LFO, in der Original­schaltung gemessen mit 12 nF): 

Auch dieser Wert wurde (im Maßstab) übernommen – zusammengesetzt aus 100 pF und 22 pF.  Mit den angrenzenden Widerstand R₂₈ (1 MΩ) parallel zum Miller­widerstand R₃₃ (2,2 MΩ dividiert durch 0,6, d. h. dividiert durch R₃₄ /[R34+R34]) ergibt sich ein Tief­pass von etwa 17 Hz. 

Im Ergebnis entsteht ein sinus-ähnliches Signal, allerdings ist eine der beiden Halbwellen (am Kollektor die untere, am Emitter die obere) deutlich schmaler und deutlich steiler.  Für die höheren Frequenzen ist die Filterwirkung natürlich besser, das schlechteste Ergebnis liegt bei 2,2 Hz (R_SPEED 22 kΩ). 

Es ist sinnvoll, das Signal mit der breiteren oberen Halbwelle (am Kollektor) den im Modulator dem Höhenzweig zuzuordnen, da man hier ansonsten einen steileren Anstieg deutlicher hören würde.  Ansonsten sind die Signale im Wesentlichen (Ausnahme die genannte Einstellung von R_SPEED mit 22 kΩ) zu ihren Maxima symmetrisch. 

Zum Ende noch die Mess­werte und ein paar Oszillogramme für die ver­schied­enen Einstellungen des Speed-Regler-Widerstands: 

Tabelle 2.5:  Frequenz und Aus­gangs­signal­pegel am Ende der Mess­schaltung für LFO und Filter entspr. Schalt­plan 2.5. 

RSPEED	fmess [Hz]	UA,pp [V]	UA,eff [V]
1 kΩ	612	1,66	0,57
2,2 kΩ	464	2,08	0,72
4,7 kΩ	357	2,41	0,85
10 kΩ	281	2,61	0,93
22 kΩ	226	2,77	0,97
47 kΩ	188	2,66	0,91

Bilder­tabelle 2.6:  Oszillogramme am Ende der Mess­schaltung (Signale an Source und Drain) für LFO und Filter­schaltung entsprechend Schalt­plan 2.5. 

R₃₁ + P₁ = 1 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 2,2 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 4,7 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 10 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 22 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

R₃₁ + P₁ = 47 kΩ
(vert. Skalierung: 500 mV / Div)

Kondensatoren hinter der Kathodyn­schaltung

Anschließend ging es um die beiden Konden­satoren hinter der Kathodyn­schaltung, wie sie sowohl in der Vorlage von Fender wie auch im Surfy Trem zu finden sind.  Dabei ist nicht ganz klar, wie diese Tiefpässe mit diesen Konden­satoren funktionieren sollen: 

Der JFET versucht mit der Source dem Signal zu folgen.  ein Konden­sator parallel zum Source­widerstand erhöht mit steigender Frequenz lediglich den Pegel der Signalströme durch den JFET, während der Konden­sator am Drain­widerstand diese Anhebung von Drain­strom und -spannung wieder entsprechend herauszufiltern hat.  Wenn es hier überhaupt eine Tief­pass-Filterwirkung über einen Konden­sator geben kann, dann an de Tief­pass, den der differentielle Widerstand zwischen Gate und Source bildet.  Dieser Tiefpass soll im Folgenden genauer betrachtet und simuliert werden (Gegebenen­falls eingeklappten Bereich durch Anklicken aufklappen): 

Berechnungen und Messungen zu den Filter­konden­satoren hinter der Kathodyn­schaltung.  (Zum Öffnen klicken)

Eine Änderung der Gate-Source-Spannung steht im Zusammenhang mit einer Änderung des Source-Stroms – d. h. der differentielle Widerstand zwischen Gate und Source ist gleich der inversen Steil­heit des JFET im Arbeitspunkt.  Diese inverse Steil­heit im Arbeitspunkt und der Konden­sator am Source­widerstand bilden dann einen Tiefpass. 

In den aufgenommenen Kennlinien des J201 wurde für einen Sourcestrom von 0,4 mA eine Steil­heit von etwa 0,5 mS ermittelt – das entspricht einer inversen Steil­heit von 2 kΩ. 

Mit dieser Angabe wurde die eigentliche Kathodyn­schaltung in PSPICE nachsimuliert und festgestellt, dass die beiden Konden­satoren C₁₄ und C₂₃ etwa 10 µF groß sein müssten, damit an der inversen Steil­heit ein Tief­pass von etwa 10 Hz entsteht. 

Nach der Simulation wurde das Ganze auf dem Bread­board durchgemessen – wie bisher im Frequenz- bzw. Konden­satoren­maßstab 1 / 100 – d. h. in den vorhandenen Aufbau wurden hinter der Kathodyn­schaltung zwei Konden­satoren 100 nF eingefügt: 

Nach dem Einfügen der beiden Konden­satoren wurden an Source und Drain der Kathodyn­schaltung sägezahnförmige Signale beobachtet.  Das heißt, der JFET übersteuert durch die über den Sourcekondensator angehobenen Sourceströme.  Dass es sich um Übersteuerungen handelt, lässt sich daran erkennen, dass die Signale bei sehr kleinem Pegel einigermaßen „manierlich“ aussehen:

Bilder­tabelle 2.7:  Bilder­tabelle 2.7:  Ausgangs­signal Kathodyn­schaltung mit Filterkondensatoren

u_Eing.  ≈ 40 mV
(vert. Skalierung: 25 mV / Div)

u_Eing.  ≈ 180 mV
(vert. Skalierung: 100 mV / Div)

Anschließend wurde das Ganze noch mit kleineren und wesentlich kleineren Konden­satoren an Source und Drain wiederholt – entweder, die Signalverformungen mit Tendenz zum Sägezahn traten in Ansätzen ebenfalls auf, oder es passierte garnichts. 

Im Ergebnis von Betrachung, Simulation und praktischer Messung scheinen die beiden Konden­satoren wenig sinnvoll zu sein – um das Signal wirklich zu filtern (nämlich als Tiefpass an der inversen Steil­heit der Röhre bzw. des JFET), müssten sie so groß sein, dass die Stufe verzerrt, oder kleinere Konden­satoren führen ebenfalls tendenziell zu Verzerrungen, filtern aber kaum. 

Nun gibt es diese Konden­satoren aber – zumindest in der Original­schaltung von Fender, was mehrere Entscheidungs­möglich­keiten zulässt: 

„Alle doof“:

Hypothese:  Die Entwickler haben nicht verstanden, dass die Schaltung mit den Konden­satoren nicht so funktioniert, wie sie aussieht.  Diese Hypo­these wird unter­stützt durch die Tatsache, dass der Konden­sator an der Anode gegen Betriebs­spannung geführt wird – jeder, der die Schaltung versteht, hätte den Konden­sator gegen Masse geführt. 

Ergebnis:  Die Kondensatoren werden weg­gelassen. 

„Alles vintage“:

Hypothese:  Die Genossen und Leo Fender werden sich schon etwas dabei gedacht haben. 

Ergebnis:  Die Kondensatoren bleiben drin bzw. werden mit gleichem Wert aus der Original­schaltung übernommen. 

„Vorschlag zur Güte“

Es könnte sein, dass die oben beschriebenen Verzerrungen etc. zum gewünschten Sound dazugehören – die Konden­satoren werden in ihrem Wert übernommen, aber schaltbar gemacht (notfalls per Jumper oder Mäuseklavier / DIP-Switches), aber der Konden­sator am Drain geht gegen Masse.  Es hat keinen Sinn, sich die restlichen Stör­signale auf der Betreibs­spannung in das Simulations­signal zu holen. 

Das Stell­glied des „Harmonic Tremolo“

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• Historie •
• Umsetzung mit JFET – Frequenz­gang und Konden­satoren •
• Umsetzung mit JFET – Kenn­linien und Wirk­sam­keit

Wesentlicher Bestandteil des Effektes „Harmonic Tremolo“ ist das eigent­liche „Stell­glied“ – eine Doppel-Trioden-Schaltung.  Der Diskussion dieses „Stell­glieds“ bzw. der entsprechenden Doppel-JFET-Schaltung soll eine kurze Erklärung der Original­schaltung mit Trioden vorangestellt werden. 

Historie

Die Schaltung dieses Stell­gliedes lässt sich, wie das gesamte „Harmonic Tremolo“, auf verschiedene Fender-Verstärker zurückführen; die Prinzipien werden in Fenders Patent­schrift in [ fender → patent ] beschrieben.  Der folgende Schaltplan 2.7 zeigt das Stell­glied – nachgezeichnet aus der Patent­schrift: 

Die weitere Diskussion wird sich aber auf die Realisierung im Fender Concert 6G12A beziehen – der folgende Schaltplan 2.8 zeigt das Stell­glied für das Harmonic Tremolo: 

Kurz zur Schaltung selbst (siehe dazu auch die Erläuterungen in der Einleitung dieses Artikels im Abschnitt „Kondensator ‚sieht‘“):  Das Audio­signal (am Eingang u_E) wird auf beide Trioden aufgeteilt – über einen Hochpass (C₇₂ auf R₃₆ || R₄₀; 3-dB-Frequenz etwa 1,3 kHz) sowie über einen Tiefpass (R₇₄ auf C₇₇; 3-dB-Frequenz etwa 72 Hz) und einen Hochpass (C₇₃ auf R₃₆ || R₄₀; 3-dB-Frequenz etwa 64 kHz). 

Im Unterschied zum Patent wird die Tief­pass-Funktion im Concert-Amp nicht über eine Miller-Kapazität gegen die Anode realisiert (R₇₄ „sieht“ dort C₇₇ = 125 pF etwa fünfzig­mal, d. h. um den Wert der negativen Ver­stärkung der Stufe multipliziert, größer), sondern über einen Konden­sator 10 nF gegen Masse. 

Da die Trioden eine „gekrümmte“ Kennlinie aufweisen – die Kenn­linien­steil­heit bzw. die Verstärkung nimmt mit fallender negativer Gitter­vor­spannung zu – können die Verstärkungen der Trioden über eine sich ändernde Gitter­vor­spannung moduliert werden.  Das heißt, die (sich gegen­läufig ändernde) Gitter­vor­spannung wird hochohmig über zwei Spannungs­teiler (R₄₂ auf R₄₁ bzw. R₃₆ auf R₄₀) eingespeist. 

Dieses Prinzip wird, da auch ein JFET eine ähnlich gekrümmte Kenn­linie aufweist, ohne große Veränderungen für das Effekt­gerät „abgekupfert“.

Umsetzung mit JFET – Frequenz­gang und Konden­satoren

Der folgende Schalt­plan 2.9 zeigt eine vermutete Lösung (Schaltungs­hypothese) der Anpassung auf ein JFET-Pärchen, wie sie auch ins Surfy Industries Surfy Trem passen könnte: 

Kurz zur (vermuteten) Schaltung:  Anstelle einer Doppeltriode zwei JFET, der obere Zweig (grün hinterlegt) bildet den Höhen­zweig, der untere (blau hinterlegt) den Bass­zweig.  Mit dem Schalter „Black/Brown“ kann der Basszweig abgeschaltet und der die Bässe abtrennende Eingangs­konden­sator des Höhenzweiges mit einem größeren Konden­sator überbrückt werden, so dass ein Fullrange-Tremolo entsteht. 

Bei der Anpassung ging es darum, die Werte der Koppel- und Filter­konden­satoren an den wahrscheinlichen Frequenz­gang des Originals anzupassen (um den Original­klang des Effekt­gerätes ging es hier nicht) – in obigem Schalt­plan 2.9 handelt es sich um die Kondensatoren C₃, C₈ und C₉ sowie, für das Fullrange-Tremolo, um C₆: 

C₃

Der Hochpasskondensator; im Original von Fender sieht ein Konden­sator 250 pF das Gitter der rechten Triode sowie eine Spannungs­teiler 1 MΩ auf 1 MΩ, also 500 kΩ.  Im Surfy Trem liegt zwischen C₃ und diesem Spannungs­teiler noch ein Vorwiderstand R₈ = 200 kΩ (zur Pegel­dämpfung?) – C₃ sieht also 700 kΩ und wird auf 180 pF verringert. 

C₈ und C₉

Beide Kondensatoren bilden mit den Widerständen einen Band­pass – im Original ergänzen sich der Tief­pass R₇₄ = 220 kΩ und C₇₇ = 10 nF (f_−3dB 70 Hz) sowie der Hoch­pass C₇₃ = 5 nF und der Spannungs­teiler R₄₁ auf R₄₁ (1 MΩ parallel 1 MΩ gleich 500 kΩ; f−3dB 60 Hz) zu einem Band­filter für die Signale um 70 Hz. 

Beim Surfy Trem muss probiert werden, da die Widerstände nicht gleich sind und auch der Pegel­spannungs­teiler im Höhen­kanal (R₈ vor R₂₃ || R₂₅) entsprechend ausgeglichen werden muss.  Deswegen wurden die Werte der Kondensatoren über eine Simulation bestimmt. 

C₆

C₆ ergänzt sich im Fullrange-Modus mit C₃ zu einem Koppel­konden­sator.  Er sollte so groß gewählt werden, dass ein Tiefpass unter 80 Hz entsteht. 

Zur Ermittlung der Werte von C₃, C₈ und C₉ wurde eine Simulations­schaltung erstellt (siehe Schalt­plan 2.10) und probiert …

Zur Simulations­schaltung wäre noch anzumerken, dass der dort eingesetzte Widerstand R₉₉₉ dem Ausgangs­widerstand der vorherigen Stufe (geteilter Anodenwiderstand – oben 10 kΩ, unten 10 kΩ) entspricht.  Weiterhin sorgen die grauen Widerstände R_spice und R_spicier für ein definiertes Potential zwischen den beiden Kondensatoren – „PSPICE braucht das“.  – und haben sonst keine Bedeutung.  Das Ergebnis der Simulation zeigt das folgende Diagramm 2.3. 

bzw. der Schaltungs­hypothese entsprechend Schalt­plan 2.9 (dunkelrot). ">

Nun noch zu C₆ – hier gestaltete sich die Simulations­schaltung deutlich übersichtlicher: 

C₆ wurde auf einen Wert von 4,7 nF festgesetzt, was zu einem Hochpass mit einer −3dB-Frequenz zwischen 40 Hz und 50 Hz führt: 

bzw. der Schaltungs­hypothese entsprechend Schalt­plan 2.8 – C6 = 4,7 nF. ">

Umsetzung mit JFET – Kenn­linien und Wirk­sam­keit

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• Mess- und Test­schaltung mit JFET-Pärchen 2N5457 •
• Oktave des LFO-Signals •
• Geeignete JFET-Pärchen

Nach einer Hypothese zum Frequenz­gang und verschiedenen Konden­satoren im Stell­glied wird dieses noch einmal von einer anderen Seite aus betrachtet – Arbeits­punkte, Kennlinien und mögliche Verzerrungen.  Auch dazu ist ein Blick in die (Röhren)­historie und das Fender-Vorbild sinnvoll (siehe obigen Schaltplan 2.8). 

Die Doppel­triode (eine 7025, entspricht etwa der ECC83) ist – mit einem gemeinsamen Kathoden­widerstand von 4,7 kΩ für beide Systeme – etwas „kälter“ als üblich gebiast, d. h. der Anoden­strom und auch die Steil­heit sind geringer, die (negative) Ruhe­spannung zwischen Gitter und Kathode etwas größer.  Dieser etwas größeren Gitter-Kathoden-Spannung wird nun die Ausgangs­spannung des LFO aufmoduliert, und zwar für beide Systeme gegenläufig. 

Zur Funktion:  Da bei beiden Trioden mit steigender positiver Spannung zwischen Gitter und Kathode sowohl Steil­heit als auch Kathodenstrom zunehmen, erhöht sich bei der Triode, die gerade die obere Halbwelle des LFO-Signals „abbekommt“, die Verstärkung, bei der anderen Triode fällt sie. 

Die Spannung an der Kathode ist dabei aber relativ konstant.  Zum einen heben sich – für kleine Amplituden des LFO-Signals – die gegen­läufigen Änderungen des Kathoden­stroms beider Trioden am gemeinsamen Kathoden­widerstand auf. 

Bei größeren Amplituden des LFO-Signals funktioniert das nicht mehr ganz so gut – durch die Triode mit der oberen Halb­welle des LFO-Signals nimmt der gemeinsame Kathoden­strom stärker zu als er durch die der unteren Halb­welle des LFO-Signals abnimmt.  In diesem Fall wird aber durch den relativ geringen Wert des Kathoden­konden­sators für eine gewisses Maß an Gegenkopplung gesorgt. 

Mess- und Test­schaltung mit JFET-Pärchen 2N5457

Soviel zur (Röhren)­historie.  In Geräten wie dem Surfy Trem wird diese Schaltung nun mit einer Doppel-JFET-Schaltung nachempfunden (verwendet wurden zwei MMBF5457, vermutlich SMD-Versionen des 2N5457).  Die Werte der Source- und Drain-Widerstände wurden offen­sicht­lich den Daten der JFET ange­passt, auffällig ist lediglich, dass die beiden Anoden­widerstände (R₆₉ und R₇₀) zu einem Drain­widerstand 2,2 kΩ zusammen­gefasst wurden und die beiden Misch­widerstände (R₈₁ und R₈₂) entfallen sind.  Das hat nur dann Sinn, wenn sich die beiden JFET-Stufen nicht über die Drain­spannung gegenseitig beeinflussen (man sagt ja JFET im Gegen­satz zu Trioden einen größeren Innenwiderstand, d. h. eine größere Stabilität des Drain­stroms gegenüber Änderungen der Drain­spannung nach). 

Da dem Autor keine passenden und vertrauenswürdigen Modelle für die verwendeten JFET zur Verfügung standen und auch nicht klar war, ob ein Simulations­programm hier nicht vielleicht zu „dumm“ ist (d. h. in zu sehr vereinfachten Modellen rechnet), wurde beschlossen, die Schaltung auf dem Bread­board zu überprüfen und auszumessen. 

Dabei wurde angestrebt, das Stellglied „statisch“ zu untersuchen, d. h. das Stellglied wird für verschiedene augen­blick­liche Ausgangs­spannungen des LFO quasi eingefroren und für diesen eingefrorenen Zustand werden Arbeits­punkte, Verstärkungen des Audio­signals und Verstärkungs­kennlinien ausgemessen.  Dabei sollten sich die Bias­vor­spannungen an den Gates der beiden JFET symmetrisch zueinander ändern. 

Diese Symmetrie hat, (relativ) gleiche JFET vorausgesetzt, den Vorteil, dass man die Kenn­linien jeweils nur an einem JFET aufnehmen muss.  Der folgende Schalt­plan 2.12 zeigt die Testschaltung: 

Aus der Original­schaltung des Effekts übernommen wurden: der Widerstand R_D (2,2 kΩ), die beiden JFET 2N5457, der Widerstand R_S (1 kΩ), sowie der Source­konden­sator C_S (22 µF).  Die beiden JFET 2N5457 wurden aufgrund ähnlicher Parameter (U_CO und I_DSS) aus fünf vorhandenen JFET ausgewählt: 

• Q₁ „rot“ (zufällig mit rotem Isolier­schlauch am Gate):
  U_GS,OFF = -1,41 V; I_D,SS = 2,44 mA und

• Q₂ „weiß“ (dto.): U_GS,OFF = -1,39 V; I_D,SS = 2,24 mA). 

Die zusätzlichen Widerstände (R_plus, R_a, R_b und R_minus sowie der Dreh­schalter-Widerstand) sorgen für symmetrische Vor­spannungen an den Gates der beiden JFET, wobei der im Schalt­plan linke JFET das Test­signal bei positiven und der im Schalt­plan rechte bei negativen Gate­spannungen verstärkt.  Das Test­signal selbst wird über C_a oder C_b ein­ge­koppelt, wobei dann das Gate des jeweils anderen JFET signalmäßig auf Masse gelegt wird.  Die folgende Tabelle 2.8 trägt die gemessenen Werte zusammen: 

Tabelle 2.8:  Mess­ergebnisse nach Test einer Schaltung entsprechend Schalt­plan 2.12 auf dem Bread­board. 

UG [V]	US [V]	UGS,0 [V]		Signal- spgn. [Veff]		vU
		Q1	Q2	uE	uA
−0,47	0,94	−1,41	−0,44	0,2	1	—
−0,33	0,85	−1,18	−0,49	0,2	0,10	0,5
−0,23	0,79	−1,02	−0,53	0,2	0,20	1
−0,15	0,76	−0,91	−0,58	0,2	0,30	1,5
−0,1	0,75	−0,85	−0,62	0,2	0,37	1,8
−0,04	0,74	−0,78	−0,67	0,2	0,45	2,2
−0,01	0,74	−0,75	−0,7	0,2	0,48	2,4
— Eingänge wurden getauscht —
0,04	0,74	−0,75	−0,7	0,2	0,61	3,1
0,09	0,75	−0,81	−0,66	0,2	0,69	3,5
0,18	0,76	−0,91	−0,58	0,2	0,81	4,1
0,26	0,79	−1,02	−0,53	0,2	0,90	4,5
0,36	0,85	−1,18	−0,49	0,2	0,99	4,9
0,5	0,94	−1,41	−0,44	0,2	1,07	5,4
1,41	1,64	−3,02	−0,22	0,2	1,36	6,8

[¹]  Kennlinie gekrümmt, keine sinnvolle Messung möglich. 

Es zeigt sich, dass die Verstärkung v_U relativ kontinuierlich mit der Gate­vorspannung U_G steigt und dass sich die Source­spannung bei moderatem Modulations­hub (Schwankungen der Gate­vorspannung ΔU_G bis etwa ±0,2 V, Verstärkungs­schwankungen zwischen eins und fünf) wenig ändert. 

Den erstgenannten Zusammenhang zwischen Gate­vorspannung U_G und Verstärkung v_U verdeutlicht auch das folgende Diagramm 2.5: 

Nachfolgende Bilder­tabelle 2.9 zeigt enthält nun die gemessenen Oszillogramme und Lissajous­figuren (bitte gegebenenfalls auf die Legende klicken, um die Bilder­tabelle zu öffnen): 

Bilder­tabelle 2.9:  Oszillogramme und Lissajous­figuren des Ausgangs­signals einer Test­schaltung entsprechend Schalt­plan 2.12.  Der Pegel des Eingangs­signals betrug 200 mV (Effektivwert).  (Zum Schließen klicken)

Oszillogramme
u_eing. und u_ausg.

X-Y-Graphen
u_ausg. vs. u_eing.

Linker Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = −0,33 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 50 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 20 mV / Div 

Linker Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = −0,23 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 100 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 50 mV / Div 

Linker Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = −0,15 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 100 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 50 mV / Div 

Linker Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = −0,1 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 250 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div 

Linker Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = −40 mV

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 250 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div 

Linker Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = −10 mV

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 250 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 40 mV

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 250 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 90 mV

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 250 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 0,18 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 500 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 200 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 0,26 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 500 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 200 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 0,36 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 500 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 200 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 0,5 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 500 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 200 mV / Div 

Rechter Eingang; Bias­spannung: U_G,0 = 1,41 V

u_eing. (grün): 100 mV / Div,
u_ausg. (rot): 500 mV / Div 

u_eing. (hor.): 100 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 200 mV / Div 

Hier wäre noch zu ergänzen, dass es bei den Messungen auf dem offenen Bread­board offenbar massive Brumm­störungen gab – Lissajous­figuren wurden dadurch mehrfach gezeichnet, die Oszillogramme „tänzelten“ auf dem Schirm und die dort dargestellten Spannungs­werte Spitze-Spitze („V p-p“) sind nicht zu gebrauchen. 

Zurück zu den Oszillo­grammen selbst:  Auffällig ist, dass die Signale (es wurde mit einem Eingangs­signal­pegel von 200 mV getestet) bei stark negativer Gate­vorspannung und kleiner Verstärkung stärker verzerren, wobei die Verzerrungen (eine einseitig gekrümmte Kennlinie) bei geringerer Effekt­intensität möglicher­weise gar nicht als Verzerrungen, sondern tendentiell eher als „Röhrenklang“ wahrgenommen werden.  Inwieweit diese Verzerrungen über die JFET-Kenn­linie im Cutoff stärker oder „härter“ sind als die an einer Röhren­kenn­linie im Cutoff, lässt sich hier nicht klären, vermutlich gehören sie eher zum speziellen Timbre des Gerätes. 

Oktave des LFO-Signals

Auf ein Problem muss jedoch noch hingewiesen werden:  Mit größerem Modulations­hub, d. h. mit größeren Spannungs­schwankungen am Gate, gleichen sich gegenläufigen Änderungen der Source- bzw. Drain­ströme nicht mehr aus – die Zunahme des Stroms bei dem JFET mit höherer positiver Gate-Vorspannung ist größer als die Verringerung des Stroms bei dem anderen JFET.  Im Ergebnis steigt bei beiden Halbwellen des Modulations­signals der gemeinsame Source- bzw. Drain­strom und die Drain­spannung fällt entsprechend.  Letztendlich muss damit gerechnet werden, dass bei größerer Modulations­tiefe die (verzerrte) Oktave des LFO-Signals im Ausgangs­signal auftaucht und dort aufwendig wieder herausgefiltert werden muss. 

In der folgenden Tabelle 2.10 listet die erfolgten zwölf Messungen (zwölf mögliche Einstellungen des Widerstands-Dreh­schalters) auf.  Es wird erkennbar, dass eine größere Differenz­vor­spannung an den Gates der beiden JFET zu einer fallenden Spannung am Drain führt. 

Tabelle 2.10:  Ergebnisse der Messungen entspr. Schalt­plan 2.12 – für die zwölf Stellungen des veränderlichen Widerstand zwischen R_minus und R_plus werden Gate- und Drain­spannungen und -differenzen aufgelistet 

Pos.	UG,rt [V]	UG,ws [V]	ΔUG [V]	UR,D [V]	ΔUR,D [V]
1	−0,01	0,04	0,05	1,63	0
2	−0,02	0,05	0,07	1,63	0
3	−0,04	0,07	0,10	1,63	0
4	−0,06	0,09	0,15	1,64	0,01
5	−0,10	0,13	0,22	1,65	0,02
6	−0,15	0,18	0,33	1,67	0,04
7	−0,23	0,26	0,49	1,74	0,11
8	−0,33	0,36	0,69	1,86	0,23
9	−0,47	0,50	0,98	2,07	0,44
10	−0,69	0,72	1,40	2,42	0,79
11	−0,99	1,02	2,01	2,94	1,31
12	−1,38	1,42	2,8	3,61	1,98

Vorrangig relevant ist her der Bereich zwischen ΔU_G > 0,1 V (bei kleineren Differenz­gate­spannungen ändert sich die Ruhespannung am Drain garnicht) und ΔU_G ≤ 1 V (größere Differenz­gate­spannungen kann das Stellglied kaum sinnvoll verarbeiten – siehe Tabelle 2.8).  Die in diesem Bereich möglichen maximalen Spannungs­hübe am Drain liegen pegel­mäßig schon deut­lich im Bereich des Nutz­signals (und müssen heraus­ge­filtert werden). 

Das folgende Diagramm 2.6 visualisiert noch einmal den Zusammenhang zwischen gegenläufiger Gate­vor­spannung und dem Offset der Drain­spannung. 

Geeignete JFET-Pärchen

Ein Wort noch zum Arbeitspunkt bzw. geeigneten JFET für diese Schaltung.  Auf dem Bread­board wurde (bei einer Gate­spannung gegen null ) eine gemeinsame Source­spannung von 0,74 V gemessen; im untersuchten Effekt­gerät lag diese bei 0,76 V.  Man kann annehmen, dass die eher zufällig auf Parameter­gleich­heit ausgesuchten JFET etwa denen im Effekt­gerät entsprechen.  (Die Parameter sind:  U_GS,off ≈ 1,4 V, I_DSS ≈ 2,3 mA.) 

Insofern sollte ein Pärchen 2N5457 mit ähnlichen Parametern als Bestückung für das Stellglied geeignet sein. 

Ein- und Ausgangs­stufe

Last but not least die Ein- und Ausgangs­stufe des Effekt­gerätes.  Begonnen wird mit der Eingangs­stufe – siehe dazu folgenden Schalt­plan 2.13 – linke Seite. 

An den Messungen muss nicht viel herumgerätselt werden: 

• Der Konden­sator C₄ ist bei kleinen Mess­spannungen weitestgehend isoliert und lässt sich gut messen; die in der Skizze angegebenen 10 nF scheinen plausibel. 

• Ebenso plausibel ließ die gemessene Fluss­spannung für D₂ auf eine LED schließen . 

• Als Source­spannung für Q₃ wurden etwa 1,4 V gemessen; mit einem Source­widerstand R₁₄ = 4,7 kΩ ergibt sich ein Source­ruhe­strom von etwa 0,3 mA.  Der eingesetzte JFET sollte also eine Cutoff-Spannung von schätzungs­weise 1,5 V bis 2 V haben. 

  Ansonsten scheint die Auswahl für diesen JFET eher unkritisch. 

Bei der Ausgangs­stufe gibt es noch ein Rätsel zu knacken – die beiden Kondensatoren haben die Aufgabe, das (frequenz­verdoppelte) LFO-Signal aus dem Audio-Ausgang herauszufiltern.  Auch hier wurde mit Hilfe einer Simulaition zweimal „geraten“ – zum einen mit der Annahme, dass die Filter­kurve am steilsten ist, wenn C₁ und C₂ die gleiche Kapazität haben, zum anderen mit der Größe dieser Kapazität.  Die folgende Schaltplan 2.14 zeigt die Simulations­schaltung in PSPICE: 

Es wurde mit Hilfe der Simulation abgeschätzt, dass das beste Ergebnis (Sub­bass­sperre und geraden Frequenz­gang für die Gitarren­bässe) mit zwei Kondensatoren 470 nF erreicht werden kann (siehe folgendes Diagramm 2.7). 

Aber dieser Werte ist natürlich nicht in Stein gemeißelt, hier muss u. U. praktisch ausprobiert und gegebenen­falls die Schaltung geändert werden. 

Fazit

Mit dem Surfy Trem hat Surfy Industries versucht, die Schaltung eines Harmonic Tremolo von einer Original­schaltung in Röhren­technik auf eine Transistor­schaltung zu portieren.  Ziel dieses Kapitels war es, anhand der auf der Platine des Gerätes erkennbaren Informationen eine mögliche Lösung heraus­zu­knobeln, zu diskutieren und die vermutete Schaltung zu beschreiben (vermutete Schaltung siehe Schalt­plan 2.5, Schalt­plan 2.9 und Schalt­plan 2.13). 

Das war unterschiedlich schwierig und die Ergebnisse sind unterschiedlich sicher: 

LFO

Die größte Herausforderung schon für die Portierung „von Röhre auf Transistor“ beinhaltet die Schaltung des LFOs – da die Verstärkung der Transistor­stufe im LFO stark aussteuerungs­abhängig ist, ist dessen Ausgangs­signal weniger „schön“ bzw. sinus­ähnlich, so dass das Signal stärker gefiltert werden muss. 

Filter nach dem LFO

Hier wurde sich bei der Knobelei zum einen an den gemessenen Werten und zum anderen an ein paar Berechnungen oder Schätzungen entlanggehangelt – die Wellenformen hinter dem Filter scheinen „schön genug“ zu sein – ob deren Amplitude (bzw. der maximal mögliche Effektintensität) ausreicht, muss wohl ein praktischer Versuch entscheiden. 

Kathodyn­stufe

Merkwürdig sind allerdings die beiden Filter­konden­satoren hinter der Kathodyn­schaltung (C₁₄ und C₂₃).  Sie scheinen auch in der Original­schaltung für die Filterung des Steuersignals wenig sinnvoll zu sein (siehe hier), wobei nicht ausgeschlossen ist, dass die dabei auftretenden Effekte (z. B. die Übersteuerung der Stufe) klangprägend sein könnten.  Insofern wird hier vorgeschlagen, die Kondensatoren bei einem eventuellen Nachbau des Effektgerätes schaltbar zu machen. 

Die Auswahl des JFETs hingegen ist relativ unkritisch – das Exemplar muss bei einem Source­widerstand von 33 kΩ eine Gate-Source-Spannung von etwa 1,5 V haben (d. h. eine Cutoff-Spannung von etwas mehr als 1,5 V). 

Stell­glied

Die Kondensator­werte für das Stellglied wurden im Vergleich mit dem Schaltplan des Fender Concert 6G12A [ fender → concert ] per Simulation ermittelt (siehe hier). 

Die beiden JFETs im Stellglied müssen „gepaart“ sein (gleicher Typ und gleiche Cutoff-Spannung bzw. gleicher Drain­ruhe­strom).  Daneben hatten die beiden JFETs eine Source­spannung von 0,75 V an einem gemeinsamen Source­widerstand von 1 kΩ

Von dem passenden Arbeits­punkt (bzw. den passenden JFETs) hängt auch ab, inwieweit das Steuer­signal bzw. dessen Oberwellen das Audio­signal stören. 

Eingangs­stufe

Offen ist hier der Typ des Eingangs­-JFETs – diese sollte aber unkritisch sein.  Mit einem Source­widerstand von 4,7 kΩ wurde eine Source­spannung von etwa 1,4 V gemessen (siehe hier). 

Ausgangs­filter

Noch offen bzw. nur über eine Simulation grob geschätzt ist der Wert der beiden Kondensatoren im Ausgangs­hoch­pass – dieser soll das niederfrequente (Infraschall) Steuersignal aus dem Ausgangs­signal heraus­filtern (siehe hier). 

Literatur

[ fender → patent ]

Clarence L. Fender. Apparatus for producing Tremolo Effects. US-Patent 2,973,681

[ fender → concert ]

Schaltplan des Fender Concert 6G12A gefunden auf www.prowessamplifiers.com.