Fuzz-mäßiger Overdrive – Teil IV

Quellen und Ausblick

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Der sowjetische Fuzz

Später, nachdem die Idee, einen nichtlinearen Differenz­verstärker als Begrenzerstufe in einem Verzerrer zu verwenden, weitgehend ausgearbeitet war, fand sich beim Aufräumen auf dem Rechner eine Bilddatei mit sechs verschiedenen Effektgeräte­schaltungen mit russischsprachigen Bildunterschriften. 

Nun, die erste der abgebildeten Schaltungen enthält die „Klampfomat-mäßige“ Begrenzer­schaltung – da war vor Jahrzehnten schon jemand so schlau gewesen ;-).  Die Schaltungen stammten den Angaben in der Bilddatei nach aus dem Jahre 1980.  Über den Namen der Datei ließ sich dann die Quelle rekonstruieren, ein Journal für Elektronik­bastler namens „В помощь радиолюбителю“ [W po­moschtsch radioljubitelju – Hilfe für Radio­liebhaber / Funk­amateure (?)]. Dass eine solche Schaltung in einer Zeitung für Funkamateure erscheint, ist nicht so verwunderlich – nicht nur in der Sowjetunion sind die Elektronik­bastler aus den Radio­bastlern und Funk­amateuren hervorgegangen. 

Hier also ein Faksimile aus dem Journal mit dem Schaltplan und einigen Erläuterungen, nachfolgend eine grobe Übersetzung: 

Faksimile

Abb. 5.1:  Differenz­verstärker als Gitarrenverzerrer – Ausschnitt aus dem sowjetischen Elektronikjournal „В помощь радиолюбителю“ (W pomoschtsch radioljubitelju), Ausgabe 68 aus dem Jahre 1980.  (Mit “Fuss” ist wohl ein „Fuzz“ bzw. „фаз“ gemeint.)

Die ungefähre Übersetzung: 

Die schematische Darstellung eines von ihnen (eines Fuzz; d. A.) ist in Abb. 1 zu sehen.  Die Transistoren V1 und V2 bilden gemeinsam einen linearen rauscharmen Verstärker, wobei V1 zur Verringerung des Rauschens im Mikrostrom­modus arbeitet.  Der Transistor V3 verstärkt weiter, aber die Begrenzung der Signalamplitude erfolgt in der Differenz­verstärker­stufe mit den Transistoren V4 und V5 wegen deren Übergangs in die Sättigung.  Die Symmetrie der Begrenzung wird über die Auswahl des Widerstandes R5 festgelegt, während die Empfindlichkeit über das Potentiometer R4 eingestellt werden kann.  Die Stromaufnahme des Verstärkers steigt nicht über 2 mA, was die Möglichkeit eröffnet, das Gerät im Dauer­betrieb mit einem galvanischen Element zu betreiben, zum Beispiel mit einer Batterie des Typs „Krone“. 

Dazu ein paar kurze Anmerkungen:

Transistoren

Bei den verwendeteten Transistoren handelt es sich – soviel ließ sich herausfinden – um Silizium-Kleinsignal-Transistoren: 

Tab. 5.1:  Kenndaten von sowjetischen Transistoren
Transistor Typ  Maximale Verlustleistung: Ptot  Stromverstärkung: h21e
V1 КТ342Б (KT342B)250 mW250–500
V2 КТ312Б (KT312B)225 mW25–100
V3–V5КТ315Г (KT315G)150 mW50–350
Dioden

Die Diode Д223А (D223A) ist eine Siliziumdiode mit einem maximalen Dauerstrom von 50 mA.  Laut der Kennlinie, die im Netz zu finden war, ist bei einem Diodenstrom von gut 1 mA mit einer Spannung von etwa 600 mV über der Diode zu rechnen. 

Sternchen an den Widerständen

Für die Sternchen an den Widerständen R1 und R5 fand sich im Text keine grundsätzlicher Erklärung – Es fiel aber auf, dass in den Zeichnungen des Artikels Widerstände, die entweder den Arbeitspunkt eines Teils der Schaltung beeinflussen, unterschiedliche Strom­verstärkungs­faktoren ausgleichen und / oder „krumme“ Werte haben, regelmäßig mit diesen Sternchen bezeichnet waren.  Daher liegt die Vermutung nahe, dass mit einem solchen Sternchen auf eine notwendige Anpassung dieses Widerstandes hingewiesen wird. 

Batterie

Mit der Batterie „Крона“ (Krone) ist ein 9V-Block gemeint. 

Quelle

Das gesamte Heft 68 von „В помощь радиолюбителю“ fand sich in den Archiven von http://publ.lib.ru entweder gescannt als gepacktes *.djvu-Archiv (ein Archiv mit vielen Scans, kann zum Beispiel mit Irfanview geöffnet und durchgeblättert werden) oder als Word-Datei und konnte dort herunter­geladen werden.  Der Artikel befindet sich auf den Seiten 39 ff. des Journals. 

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Ausblick an Bratstufe

Nun, herausgekommen ist kein Fuzz, sondern ein Gerät, das sich gut als (Fuzz-artiger) Overdrive einsetzen lässt – die erreichbare Verzerrung ist etwas geringer, eher runder, weicher, muffiger und weniger sägend.  Der (schaltbar) verkleinerte Ein­gangs­konden­sator lässt den Sound auch noch einmal schlanker werden.  Dass die Verzerrung geringer ist, liegt vor allem daran, dass die letzte Stufe des Verzerrers (hinter dem Gain-Regler) eine geringere Verstärkung, das heißt wesentlich weniger Gain hat und auch das Signal weniger hart begrenzt als ein Fuzz

Weiterhin ist gut möglich, dass eine „richtiger“ Germanium­transistor das Signal (zumindest an einer Halbwelle) gar nicht so „sanft“ begrenzt, und das der Ansatz einer weichen Klippstufe für einen „Germaniumsound“ nicht so sinnvoll war. 

Schlussendlich konnte so nicht eindeutig herausgefunden werden, welche spezielle Art und Weise der Verzerrung an dieser Stelle denn nun wirklich „germaniumtypisch“ ist.  Versuche, das genauer herauszufinden, schlugen fehl – bei einem Testaufbau der Originalschaltung mit passend gekauften Germanium­transistoren auf dem Steckbrett fiel zuallererst der allzuhohe Reststrom der Germanium­transistoren, bei, daraus resultierend, völlig verkorksten Arbeitspunkten auf.  Deswegen wurde versucht, wenigstens einmal die „spezielle“ Kennlinie eines Germanium­transistors messtechnisch zu erfassen.  Bei dieser Kennlinienmessung traten allerdings keine wesentlichen Unterschiede zum Silizium­transistor zutage – soweit unter nicht-Labor-Bedingungen (schwankende Betriebstemperatur des Transistors, schwankenden Restströme) eine detallierte Kennlinienmessung überhaupt möglich ist. 

Also bleibt wieder einmal nur die Theorie: Generell wird Germanium ein weicheres Begrenzen im Bereich kleinerer Kollektorströme (Cut-Off-Bereich) nachgesagt, das heißt, die Begrenzung der oberen Halbwelle ist etwas weniger hart und abrupt. 

Im Zusammenhang mit der Emulation sowohl von Germanium als auch von „alten“ Transistoren (Transistoren mit geringerer Stromverstärkung) wird gelegentlich das sogenannte Piggyback-Verfahren vorgeschlagen.  Bei diesem Verfahren wird dem Basis-Emitter-Übergang des klippenden Transistors der Basis-Emitter-Übergang eines weiteren Transistors in Serie mit einem Vorwiderstand parallel­geschaltet.  Der Kollektor des weiteren Transistors bleibt unbeschaltet. 

Zumindest in der Simulation konnte eine Vergrößerung des Cut-Off-Bereiches nicht erkannt werden, die Verringerung der wirksamen Stromverstärkung funktioniert allerdings.  Setzt man einen solchen piggy backed Transistor in eine ansonsten unveränderte Schaltung (d. h in unveränderter Dimensionierung, die Schaltungen sind ja gelegentlich eher heilig als verstanden), so ändern sich natürlich auch die Arbeitspunkte, was u. U. zu einem anderen Zerrverhalten führt. Ob das nun wieder „germaniumtypisch“ ist?

Um eine Verringerung der Strom­verstärkungs­faktoren soll es hier aber nicht gehen, ein Vorteil des verwendeten Transistorarrays CA3046 für die Gitarrenelektronik besteht ja darin, dass die Strom­verstärkungs­faktoren der Transistoren schon recht klein sind.

Sinnvoll für einen modernisierten „Tonbender“ wäre es allerdings, die „Selbsversorgung“, d.‏h. den Autobias des Transistors T3 durch seinen eigenen Reststrom, mit den Transistoren des CA3046 zu simulieren.  Hier sei an die eingangs dargestellte Idee erinnert, den Arbeitspunkt eines Transistors über einen anderen, gleichen Transistor einzustellen (ohne, dass der erste Transistor gegengekoppelt werden müsste).  Diesen Ansatz kann man für die Emulation der dritten Stufe des Tonebenders nutzen.

Um, weiterhin, das Gain dieser Transistorstufe zu verringern und dazu, für ein „germaniummäßigeres“ Verhalten, den Cut-Off-Bereich lediglich ein wenig zu verbreitern, ist es m. E. sinnvoller, eine oder mehrere Dioden in den Emitter- oder den Basiskreis zu schalten.  In diesem Fall in den Basiskreis.  Summa summarum ergibt sich folgender Schaltungsvorschlag für die zweite Stufe des Tonebender MK III.

Schaltskizze

Abb. 5.2: Ideenskizze der für eine Germanium-Simulation des dritten Transistors im Tonebender MK III

Der Transistor T3 der Originalschaltung wird hier durch T3 und D2 ersetzt. Der zweite Transistor T4 mit R16 und R17 sowie D3 mit R8 sorgen für die Simulation eines einstellbaren Reststroms für T3, der über R8 eingespeist wird.  D4 entspricht der Diode D1 in der Originalschaltung und hat wie dort die Aufgabe, größere negative Spannungen (Umladungen des Koppel­kondensators C4 durch den asymmetrischen Eingangsstrom der Stufe) gegen Masse abzuleiten. 

Über den Trimmer R16 kann der simulierte Reststrom und damit der Arbeitspunkt von T3, d. h. dessen Kollektor­ruhe­spannung eingestellt werden. Die Kondensatoren C10 und C11 stabilisieren den Arbeitspunkt.

Die Diode D2 verändert nun die Kennlinie des Transistors T3 dahingehend, dass bei einer sich verringernden Eingangsspannung, der Spannungsabfall über D2 stärker sinkt als der über der Basis-Emitter-Strecke von T3, so dass Basis-Emitter-Spannung wie Basis-Emitter-Strom von T3 weniger stark sinken als ohne Diode, so dass der Cut Off zu kleineren Spannungen hin „in die Länge gezogen“ wird.  (Dieser Dioden-Effekt wurde durch statische Kennlinienmessungen mit einer oder zwei vorgeschalteter Dioden überprüft).

Da der Dioden-Effekt temperaturabhängig ist, muss auch der Basis von T4 eine gleiche Diode vorgeschaltet werden. D2 und D3 können natürlich auch (gemeinsam!) weggelassen werden, der Dioden-Effekt ist nicht sehr stark.  Es könnte auch sein, dass die Dioden das germaniumtypische Rauschen mitsimulieren :-( 

Ob der letzte Transistor T5 des CA3046, wie in Abbildung 5.2 vorgeschlagen, noch als Ansteuertransistor für einen sogenannten Millenium-Bypass verwendet werden kann (und man so mit einem 2-Ebenen-Fuss­schalter auskommt), hängt davon ab, ob darauf verzichtet werden kann, den Eingang des Gerätes im Bypass-Falle an Masse zu legen, oder ob die Schaltung dann pfeift.  Zur Erklärung: Wird ein 3-Ebenen-Fuss­schalter verwendet, so schalten zwei Ebenen des Schalters Ein- und Ausgang, während die dritte Ebene entweder die LED oder den Eingang der Schaltung mit Masse verbindet.