ПРИМИ:ИВ – Schlager-Fuzz Paula Das erste Gerät mit Germaniumtransistoren.">

ПРИМИТИВ – Schlager-Fuzz Paula – Teil I

Das Germaniumgerät

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Zufall & Elektrobucht

Es begann mal wieder mit zwei eher zufälligen Anregungen – zum einem mit einem eBay-Angebot von Restbeständen an alten Platinen aus dem Hause Vermona, zum anderen mit einem gescheiterten Projekt, von dem nur ein Gehäuse übrig geblieben war. 

Das eBay-Angebot versprach alte Bauelemente (Germanium­transistoren) und beinhaltete u. a. zwei Platinen aus alten (Vermona?-)Elektroorgeln, die Platinen enthielten jeweils einen Oszillator und eine Frequenz­teiler­kette aus Flipflops.  Die Schaltung war wohl ähnlich der in folgender Abbildung 1.1

Schaltplan

Abb. 1.1: Schaltung der beiden Ton­generator­platinen. (Der Schaltungsauschnitt wurde den Serviceunterlagen für die Elektroorgel „weltmeister TO 200/5“ entnommen, zum Download von der Vermona-Seite siehe hier.)

Im Überblick ist schon zu erkennen, dass diese Schaltung niederohmiger ist als die üblichen Schaltungen mit Germanium­transistoren (Treble Booster, Fuzz Face), und dass die Transistoren auch geringere Strom­verstärkungs­faktoren haben können. Auf den ersteigerten Platinen waren allerdings nicht die im Schaltplan bezeichneten (DDR)-Transistoren GC116, sondern sowjetische МП21 verbaut worden. 

Sämtliche Transistoren wurden also herausgeschnitten und nach Reststrom und Strom­verstärkungs­faktor vermessen. 

Bei den meisten Transistoren lag der Reststrom schon bei weitem über 150 µA, was bei Schaltungen wie der oben gezeigten (RB = 33 kΩ, RC = 3,9 kΩ, kein linearer Betrieb notwendig) sicher weniger problematisch ist, für die Verwendung in einem Gitarrenverzerrer allerdings zu viel, zumal mit steigendem Reststrom auch das Eigenrauschen des Transistors zunimmt.

Die Strom­verstärkungs­faktoren der Transistoren lagen im Bereich von etwa 30 bis 50, die Transistoren waren also zumindest zum originalgetreuen Nachbau diverser historischer Geräte (Fuzz Face, Range Master Treble Booster) nicht wirklich geeignet.

Also wurden alle Transistoren in die bei den Elektronik­versendern so beliebten Tütchen sortiert, und dabei blieb es eine ganze Weile. 

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Konzept

Aus dieser mentalen Versenkung tauchten sie auf, nachdem ein Projekt eines MOSFET-Verzerrers (siehe unten ) an dem allzu starken Eigenrauschen des CMOS-Schaltkreises gescheitert war, aber noch ein etwas spezielles Gehäuse (ein roter Lampenfuß mit vier Poti-Bohrungen und der eingeritzten Aufschrift ПРИМИТИВ) übrig geblieben war.  So wurde, eher aus Daffke, auf dem Breadboard eine Fuzz-Experimentier­schaltung für diese speziellen Germanium­transistoren zusammengesteckt, mit Trimmern für den Basiswiderstand des ersten Transistors und für den Kollektor­widerstand sowie einer regelbaren Basssperre vor dem Eingang, und – es klang überraschend gut. 

So galt es also, eine sinnvolle Schaltung für ein Gerät zusammenzustricken.  Es gab folgende Wünsche und Erfordernisse:

Low Cut

Das Gerät sollte dazu eine Möglichkeit bieten, das Gitarrensignal bzw. die Bässe vor dem Eingang auszudünnen – ein Verzerrer, der mit dem Stegtonabnehmer einer Stratocaster oder Telecaster ein vollen, wuchtigen Rhythmussound produziert, läuft bei einer Les Paul natürlich Gefahr, sehr undifferenziert zu klingen. 

Lower Gain

Weiterhin sollte das Gerät eher weniger Gain haben – also eher keinen wollig weichen wie sägenden Weltuntergangs-Sound zum Kindergeburtstag. 

Klangregler

Das Gerät sollte einen Klangregler bekommen – eine einfache Höhenblende, um ein allzu starkes „Sägen“ im Ton ein wenig reduzieren zu können.  Dem kommt die Tatsache entgegen, dass der Ausgang des eigentlichen Fuzz Face ohne Volumen­potentiometer eher niederohmig ist (etwa 1 kΩ), so dass hier ein nicht ganz so niederohmiger Klangregler (etwa 10 kΩ) und ein Volumenregler (etwa 100 kΩ) hinter­einander­geschaltet werden können, ohne dass diese sich gegenseitig allzu sehr beeinflussen. 

Um die Vintage-Beamten zu beruhigen: Wenn im Ausgang eines „echten“ Fuzz Face ein Volumen­potentiometer von sage und schreibe 470 kΩ verwendet wird, so bilden dieses hochohmige Potentiometer und die Kabelkapazität des nachfolgenden Kabels auch eine Höhenblende, und zwar abhängig von Länge und Qualität des Kabels sowie der Stellung des Potentiometers.  Dann lieber eine einstellbare Höhenblende als eine eher zufällige. 

Symmetrie

Außerdem wäre es schön, mit dem Zerrverhalten der zweiten Stufe ein wenig zu experimentieren, d. h., den Kollektor­widerstand und die Kollektorspannung von T2 einstellen zu können. 

Die Schaltung auf dem Breadboard zeigt die folgende Abbildung 1.2

Schaltplan

Abb. 1.2: Experimentier­schaltung mit den Trimmer R1 und R2 zur Einstellungen der Arbeitspunkte der Transistoren T1 und T2.

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Graue Theorie

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Um von der NOS-Reliquienverehrung und den Glaubenskriegen, welche Transitoren mit welchen Strom­verstärkungs­faktoren wie „klingen“, wegzukommen, ist es sinnvoll, sich ein wenig mit der Schaltung und den für den charakteristischen Fuzz-Sound sinnvollen Arbeitspunkten zu befassen.  Dann kann überlegt werden, wie die Schaltung verändert werden muss, dass sie auch mit Transistoren geringerer Stromverstärkung funktioniert und dabei zu weniger Gain führt. 

Zunächst eine Betrachtung des Arbeitspunkts von T1.  Der Emitter des Transistors liegt direkt an Masse (ohne Emitterwiderstand), so dass es zunächst so scheint, als hätte diese Stufe keine Gegenkopplung zur Stabilisierung des Arbeitspunktes. 

Die Arbeits­punkt­stabilisierung erfolgt über einen Umweg – über T2.  Die Basisspannung von T2 ist gleich der Kollektorspannung von T1, das heißt, eine Änderung der Kollektorspannung von T1 führt über die Basis von T2 zu einer gleichlaufenden Änderung von dessen Emitterspannung.  Dadurch ändert sich über den Querwiderstand R5 auch der Basisstrom von T1, was eine gegenläufige Änderung der Kollektorspannung von T1 bewirkt. 

Für diese für ein Fuzz mit Germanium­transistoren recht hohe Kollektorspannung gab es mehrere Gründe:  Zum einen sollte auch bei einem erwärmten Transistor T1 (höherer Reststrom, größere Spannung über R4) ein Gate-Effekt vermieden werden.  Gate-Effekt meint, dass T1 in die Sättigung gegangen ist, und sich seine Kollektorspannung nur durch größere negative Eingangs­spannungs­pitzen ändert – das Gitarrensignal wird nur oberhalb eines bestimmten Pegels verstärkt und bricht dann im Ausklingen ab (Eine genauere Erklärung findet man u. a. im Britface-Artikel).  Zum zweiten sollte R1 trotz des geringen Strom­verstärkungs­faktors von T1 nicht zu klein sein, da das ansonsten den dynamischen Eingangs­wider­stand der Gesamtschaltung stärker verringert hätte. 

Dass es dann doch nicht der auf dem Breadboard ermittelte hohe Wert für R1 von 216 kΩ geworden ist, sondern R1 auf 150 kΩ festgelegt wurde, liegt daran, dass die sich gemessenen Spannungen bei der nächsten Messung einige Tage später geändert hatten – bei solchen Schwankungen scheint es sinnvoller, extreme und extrem vom Vorbild abweichende Einstellungen zu vermeiden.  Ähnliches galt für R2, hier waren es auf dem Breadboard zunächst 520 Ω, später dann 1 kΩ. 

Die Einstellung der Kollektorspannung des zweiten Transistors ist ebenfalls für den Klang mitverantwortlich, lässt sich aber eher aus dem Schaltplan erkennen, als er zwingend von dessen Stromverstärkung abhängt.  Der Querwiderstand zur Basis von T1 und Strom­verstärkungs­faktor von T1 (bzw. der notwendige Basistrom und der daraus folgende Spannungsabfall auf dem Quellwiderstand) bestimmen die Emitterspannung von T2 – dessen Kollektorspannung wiederum ergibt sich aus der Emitterspannung und dem Verhältnis der Kollektor­widerstände zum Emitterwiderstand. 

Somit ergibt sich eine halbwegs zwingende Einstellreihefolge, zuerst wird die Kollektorspannung von T1 eingestellt, und, wenn alles halbwegs stimmt, dann die von T2.  Die Empfehlung, die Kollektorspannung von T2 auf die halbe Betriebsspannung einzustellen, ist die übliche Einstellung und sicher sinnvoll für jeden, der ein „echtes“ Fuzz Face erwartet, der Autor wollte dann doch lieber herumspielen und / oder etwas lernen. 

So erfolgte die weitere Einstellung der Kollektor­ruhe­spannung von T2 zum Teil nach Gehör – der verzerrte Klang bei einer höheren Kollektorspannung – d. h.  bei asymmetrischen Verzerrungen – wurde so als harmonischer und weniger harsch empfunden.  In der realisierten Schaltung sind die beiden eher kleinen Widerstände R2 und R3 von jeweils 1 kΩ für die Kollektorspannung von etwa 7 V verantwortlich.  Der Widerstand R99 war gerade da; im praktischen Aufbau dient er als Platzhalter – er hat nur den Zweck, bei Bedarf durch ein Potentiometer 4,7 kΩ ersetzt zu werden, um den Arbeitspunkt und das Über­steuerungs­verhalten von T2 zu noch verändern. 

Der Kondensator C3 wurde auch noch auf dem Breadboard und „nach Gehör“ eingesetzt – es klang einfach harmonischer und weniger kratzig. 

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Temperatur­stabilisierung über antiparallele Diode

Die zuschaltbare Diode D1 folgt einer Idee aus dem Britface-Artikel (von ???).  Dort wird vorgeschlagen, den mit der Temperatur steigenden Reststrom des Basis-Kollektor-pn-Übergangs von T1 (pn-Übergang in Sperrrichtung) durch eine der Basis-Emitter-Strecke von T1 in Sperrrichtung parallel­geschaltete Diode abzuleiten.  Um die Wirkung dieser Diode, des Widerstands R1 und des Reststroms auf die Kollektorspannung von T1 ausprobieren zu können, wurden zunächst die Verbindung zwischen der Basis von T1 und D1 sowie zwischen der Basis von T1 und R1 über ein zweifaches „Mäuseklavier“ (DIP-Schalter ) schaltbar gemacht. 

Später, nach Festlegung von R1, wurde die Schaltung noch einmal verändert – der zweite DIP-Schalter schaltet nicht die Verbindung zwischen der Basis von T1 und R1 sondern den Anschluss einer weiteren Germaniumdiode parallel (nicht antiparallel) zur Basis-Emitter-Strecke von T1.  Ziel war es, mit der Reduktion der Verstärkung durch eine Art sogenannter piggyback-Schaltung zu experimentieren (siehe auch dazu den Britface-Artikel). 

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Bassfilter am Eingang

Der klassische Gitarrentyp in Verbindung mit einem Fuzz Face ist eigentlich eine Stratocaster oder Telecaster.  Für die Verwendung mit einer Les Paul schien es sinnvoll, die Bässe bzw.  Tiefmitten vor dem Eingang ein wenig herauszufiltern, indem der übliche Koppel­kondensator 1 µF zum einen durch einen wesentlich kleineren Kondensator 22 nF ersetzt wurde und, parallel dazu, ein Koppel­kondensator 1 µF über ein Potentiometer 100 kΩ eingeblendet werden kann. 

Zur ersten Überprüfung dieser Idee wurde diese simuliert – für die Simulation des Tonabnehmers wurde auf eine Modellschaltung aus einer der früheren Versionen von Prof. Manfred Zollners Buch „Elektrogitarren“ zurückgegriffen. 

Schaltplan

Abb. 1.3: Simulations­schaltung des Bassfilters am Eingang.  Der Eingangs­wider­stand des Fuzz Face wurde zu einem Widerstand R99 = 10 kΩ zusammengefasst. 

Zur Simulations­schaltung:  Die Bauelemente mit Indizes größer einhundert bilden das Modell des Tonabnehmers, C201, R201 und R202 die Gitarrenschaltung, C305 das Kabel.  In der Schaltung des Fuzz Face wurde dessen Eingangs­wider­stand zu 10 kΩ angenommen und in R99 zusammengefasst. 

Der Bassregler stellt nun (bei voll aufgedrehtem Volumenregler an der Gitarre) eine Vorfilterung zwischen einer Höhenblende ab 600 Hz und einer Mittenbetonung um 600 Hz ein. 

PSPICE-Diagramm

Abb. 1.4: Simulierte Wirkung des Bassreglers in der Simulation nach Abbildung 1.3.  Der Frequenzgang bei Mittelstellung des Reglers (Parameter BASS = 0,5) wurde hervorgehoben. 

Diese Mittenbetonung existiert allerdings nur bei voll aufgedrehtem Volumenregler an der Gitarre.  Wird der zurückgedreht, so wird auch die Vorfilterung weitgehend aufgehoben.  Bei einem fast zugedrehten Volumenregler entsteht lediglich eine leichte Absenkung bzw. Verschlankung der Bässe und unteren Mitten. 

PSPICE-Diagramm

Abb. 1.5: Simulierte Wirkung des Volumenreglers an der Gitarre in der Simulation nach Abbildung 1.3.  Der Frequenzgang bei Stellung des Volumenreglers auf etwa 8 von 10 (Parameter VOLUMEN = 0,72, logarithmisches Potentiometer) wurde hervorgehoben. 

Dieses Klangverhalten ändert sich nicht wesentlich, wenn sogenannte Bleeding Caps (ein Widerstand 220 kΩ und ein Kondensator 220 pF parallel zur oberen Hälfte des Volumenreglers) zugeschaltet werden – bei fast zugedrehtem Poti wird das Signal etwas lauter und präsenter.  Das ist vielleicht Geschmackssache, aber möglicherweise auch sinnvoll für (große) Bühnen. 

PSPICE-Diagramm

Abb. 1.6: Simulierte Wirkung des Volumenreglers an der Gitarre nach Abbildung 1.3 bei zugeschalteten Bleeding Caps (220 kΩ parallel 220 pF zwischen Schleifer und Anfang des Potis).  Der Frequenzgang bei Stellung des Volumenreglers auf etwa 8 von 10 (Parameter VOLUMEN = 0,72, logarithmisches Potentiometer) wurde hervorgehoben. 

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Höhenblende am Ausgang

Am Ausgang wird zunächst mit dem eingefügten Kondensator C4 parallel zu R3 ein Tiefpass erster Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 5 kHz realisiert.  Danach folgt ein sogenanntes „Kuhschwanz“-Filter. 

Insgesamt kann mit diesem Klangregler eine Filterung zwischen den Extremen einer starken Höhendämpfung (Tiefpass 2.  Ordnung, beginnend bei etwa 1 kHz) und einer starken Anhebung der Hochmitten (bis zu 12 dB in einem weiten Bereich um 2 kHz) eingestellt werden, also zwischen Uralt-Rumpel-Blues und Häwi-Mättel. 

Abbildung 1.7 zeigt die Simulations­schaltung für dieses Filter, wobei die Signalquelle zu einer Spannungsquelle mit dem Quellwiderstand gleich R3 zusammengefasst wurde. 

Schaltplan

Abb. 1.7: Simulations­schaltung für den Klangregler im Ausgang des Gerätes. 

Der simulierte Frequenzgang des Filters bei verschiedenen Einstellungen des TONE-Reglers wird in Abbildung 1.8 dargestellt, wobei die hervorgehobene Einstellung (TONE = 0,16) etwa der Mittelstellung eines logarithmischen Potentiometers entspricht. 

PSPICE-Diagramm

Abb. 1.8: Simulierter Frequenzgang des Aus­gangs­klang­reglers nach Abbildung 1.7; der Frequenzgang bei Mittelstellung des Klangreglers wurde hervorgehoben. 

Last but not least zum Abschluss der Planungsphase – in Abbildung 1.9 der Schaltplan des geplanten Gerätes:

Schaltplan

Abb. 1.9: Schaltung des realisierten Gerätes. 

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Bauelemente

Als nächster Schritt nach dem Schaltungsentwurf erfolgt die Auswahl und ggfs. Bestellung der Bauelemente.  Die Transistoren T1 und T2 stammen, wie eingangs erwähnt, aus alten Platinen (Oszillator und Flipflop-Frequenz­teiler­ketten) einer Elektroorgel aus den 70er(?) Jahren.  Ihre Strom­verstärkungs­faktoren betrugen 32 und 36, der Reststrom lag bei etwa 120 µA.  C1 wurde – im Gegensatz zur Originalschaltung eines Fuzz Face – mit einem Folienkondensator anstelle eines Elkos bestückt.  Für C3 wurde ein Glimmerkondensator ausgewählt, für C8 im Sinne einer maximalen Stördämpfung ein Mehrlagen-Keramik­kondensator. 

Alle anderen Bauelemente sind „von der Stange“ – Metall­schicht­widerstände, Folienkondensatoren (Panasonic oder electel), Standardelkos.  Nix Mojo

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Realisierung

Für die Realisierung gab es einige sinnvolle und eine sinnlose Anforderung:

Modifizierbarkeit

Da ein Teil der Bauelemente, insbesondere der Kondensatoren, mit Hilfe einer Simulation, aber trotzdem ein wenig aus der Lamäng dimensioniert worden waren, sollten diese später austauschbar sein – also freifliegend auf Lötleiste gelötet werden. 

Einstellbarkeit

Die Widerstände R1 und R2 sollten zunächst noch einmal über steckbare Trimmer eingestellt werden können und dann ebenfalls auf der Lötleiste montiert werden. 

Hitzeempfindliches Germanium

Die Germanium­transistoren sollten nicht auf der Lötleiste montiert werden, damit nicht später ständig an ihren Anschlüssen herumgelötet und „herumgebrutzelt“ wird. 

Ängstlicher Löter

Die Germanium­transistoren sollten, und das war die unsinnige Anforderung, überhaupt nicht gelötet, sondern in Kontakte gesteckt und mit einer zu verlötenden Drahtschlaufe gesichert werden.  Dies wäre möglich gewesen, jedoch wurden die Transistoren dann doch vorsichtig in die Kontakte eingelötet. 

Resultat dieser Überlegungen waren eine Platine, die die Transistoren, die schaltbaren Dioden (und das kleine Mäuseklavier) sowie die gesamte Betrieb­spannungs­versorgung etc. trägt.  Als Steckkontakte für die Transistoren, Dioden und Potis war zunächst eine 16-Kontakt-DIL-Präzisionsfassung vorgesehen, dann aber zwei Reihen zu je acht Kontakten eingelötet, wie die folgenden Zeichnungen auch zeigen. 

Platinenlayout

Abb. 1.10: Layout der Platine – Lötseite mit Cuts.  Die großen Löcher (Durchmesser 4 mm) dienen der Aufnahme der Platinen­abstands­halter. 

Platinenlayout

Abb. 1.11: Layout der Platine – Bestückungsseite mit den Brücken.  Die gestrichelt gezeichneten Brücken sollten auf der Lötseite aufgebracht werden. 

Platinenlayout

Abb. 1.12: Layout der Platine – Bestückungsseite.  Geplanter Bestückungsplan einschließlich der Trimmpotentiometer. 

Platinenlayout

Abb. 1.13: Layout der Platine – Bestückungs- und Verkabelungsplan mit den eingelöteten Halbleitern. 

Der Rest befindet sich auf einer kleinen doppelreihigen Lötleiste mit 2 × 8 Kontakten.  Hier fällt der etwas umständlich montierte Eingangs-Pulldown (R7) auf – der war beim Entwurf schlichtweg vergessen worden. 

Layoutskizze

Abb. 1.14: Bestückungs- und Verkabelungsplan der Lötleiste für die ggfs. „zu tunenden“ Bauelementen – links die Ober- und rechts die Unterseite der Lötleiste.  An den unteren Anschluss des Pulldown-Widerstands R7 (1 Meg) sollte isoliert ein Stück Litze gelötet und diese bis zum Anschluss unten rechts durch die Mittenlöcher der Lötleiste gefädelt werden. 

Der Gesamt­verkabelungs­plan ist allzu stark dem verwendeten Gehäuse (der kreisrunde Fuß einer Schreibtischlampe) geschuldet und war auch dort nicht optimal (es gab bei voll aufgedrehten Reglern und offenem Eingang Selbsterregung).  Auf die aufwendige Wiedergabe dieses Plans wird deshalb verzichtet.  Deshalb das wesentliche verbal:

Die ganze Verkabelung ist so gedacht, dass die Platine, 90° nach links gedreht, links neben der Lötleiste liegt, so dass die zu verbindenden Kontakte relativ nah nebeneinanderliegen. 

Weiterhin folgende Hinweise:

  • Der Anschluss für den Schaltungseingang liegt an Anschluss 3 des Bassreglers. 

  • Der Anschluss für den Schaltungsausgang liegt am Schleifer des Volumenreglers, der wiederum am Schleifer des Klangreglers hängt. 

  • Der Anschluss für Masse liegt an der Platine, Kontakte N… sowie der

  • Anschluss für die Betrieb­spannungs­versorgung an Kontakt J21

  • Der Elko C5 wurde direkt auf den Attack-Regler gelötet, zwischen die Anschlüsse Anfang/Nullstellung und Schleifer. 

  • Die Potis sind, von der Bedienseite betrachtet, von links nach rechts numeriert. 

Irgendwann später (mit der späten Anschaffung einer Digital­kamera) wurde der Aufbau photographiert – die folgende Abbildung 1.15 zeigt den Innen­aufbau des Gerätes. 

Fotografie

Abb. 1.15: Innen­aufbau und -verkabelung des Fuzz-Verzerrers – der Aufbau erfolgte in den Fuß einer Schreib­tisch­lampe, der Boden wurde zur Abschirmung noch mit Aluminium­folie ausgekleidet. 

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Test und Wirkung

Nun, herausgekommen ist diesmal auch kein Fuzz, sondern eher ein „fuzz-iger“ Distortion.  Die Verzerrung ist nicht sägend und der Ton nicht weich – die Verzerrung ist hart, bröckelnd, ohne dabei unangenehm fizzelig zu klingen, auch komplizierte Akkorde ([C f# g d] oder ein Cmaj) werden aufgelöst und es macht Spaß, sie zu spielen. 

Speziell am Stegtonabnehmer kommt da kein fieses Sägen heraus, sondern Brüllen – keine Fuzz-Höhen, sondern (obere) Mitten eines Distortions.  Und alles mit einem knirschend-krachigen 70er-Jahre-Timbre. 

Die Regler funktionieren gut, insbesondere der Klangregler (die Höhenblende) hat eine starke Wirkung, hier ändert sich mit jedem kleinen Stück des Reglerweges etwas, im rechten Bereich steigt sich mit dem Hereindrehen der oberen Mitten auch die wahrgenommene Lautstärke. 

Hat man sich (bei der Les Paul) für die Mittelstellung des Tonabnehmer­schalters entschieden, lassen sich die Signale der beiden Tonabnehmer tatsächlich mischen – da der Eingang des Fuzz Face stark niederohmig ist, können sich die beiden Volumenregler an der Gitarre nicht gegenseitig kurzschließen, der Geräteeingang tut das ohnehin. 

Unterhalb eines Levels von (Voll)Verzerrung, d. h. (im Übergang) zwischen Clean und Distortion gibt es keinen Übergang – bei lauterem Clean mischt sich zunehmend ein außerhalb des musikalischen Kontext stehendes Kratzen in den Ton.  Für den Klang mit voller, oder besser, durchgehender Verzerrung ließ sich dieses Kratzen und Sägen etwas „bändigen“ – durch Einfügen eines Kondensators 47 pF zwischen Basis und Kollektor von T2 sowie durch die Erhöhung von dessen Kollektor (ruhe)spannung auf etwa 7 Volt.  Das Kratzen ist auch nicht wirklich unangenehm, aber, da es im Klingen und Ausklingen der Saiten plötzlich abbricht, passt es nicht zum Klang, lässt sich so auch nicht einem musikalischen Ereignis zuordnen und stört gerade im angezerrten Bereich – Ohr und Kopf „denken“ nicht, das „muss so“, sondern „das gehört nicht dazu“.

Also, entweder Vollgas und genießen oder – ausschalten. 

Ein weiterer Nachteil der Schaltung soll nicht verschwiegen werden – der Effekt ist sehr eigen, speziell und auch nicht leicht anzupassen, will sagen, es ist schwierig, beispielsweise unterschiedliche Eingangssignale oder „Eingangsklänge“ miteinander abzustimmen, ein kräftiger klassischer Humbucker am Steg und ein etwas leiserer, warmklingender Halstonabnehmer kommen sich in die Quere.  Entweder braucht der Halstonabnehmer mehr Höhen, mit denen der Stegtonabnehmer alles „wegbläst“, oder der Stegtonabnehmer wird „gezähmt“ und der Halstonabnehmer klingt leise und dumpf. 

Und natürlich: Das Ding rauscht.  Was aber sonst die Nebengeräusche angeht – es geht so.  Durch die harte und dichte Verzerrung braucht man für einen „fetten“ Zerrklang vergleichsweise wenig Gain, das heißt, sowohl Brummen als auch „musikalische“ Nebengeräusche (Spielgeräusche) halten sich in Grenzen. 

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Ausblick und Variationen

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Tuningideen

Beim Ausprobieren fiel auf, dass, bei offenem Eingang (leerer Klinkenstecker in der Eingangsbuchse) und voll aufgedrehtem Klang- und Volumenregler Selbsterregung auftrat, d. h. es pfiff.  Hier scheint es sinnvoll, den Eingangs-Pulldown R7 zu verringern (Über zu geringe Eingangs­wider­stände, die die Tonabnehmer­resonanz dämpfen könnten, muss man bei einem Fuzz Face nicht reden.). 

Weiterhin kann es sinnvoll sein, zur Anpassung an andere Gitarrentypen als eine Les Paus den Ein­gangs­konden­sator C2 veränderbar zu machen.  Man könnte beispielsweise eine Reihenschaltung zweier Kondensatoren 36 nF und 56 nF so auf einen On-Off-On-Schalter löten, dass der Schalter wahlweise keinen oder einen der beiden Kondensatoren kurzschließt, so dass die Kondensatorwerte 22 nF, 36 nF und 56 nF zur Verfügung stehen. 

Schließlich könnte, wie schon geschrieben, R99 durch ein lineares Potentiometer 4,7 kΩ ersetzt werden, um das Zerrverhalten von T2 zu verändern (eine Art Bias-Regler)

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Rauscharm durch Silizium?

Hier ist es erst einmal sinnvoll zu verstehen, warum die Kiste so gut und eben nicht nach „Bastel-Fuzz“ klingt.  Der erste Ansatz betrifft die Strom­verstärkungs­faktoren der beiden Transistoren, insbesondere T2

Bei einem „normalen“ Fuzz Face ist die Stromverstärkung von T2 so groß, dass die zweite Transistorstufe, von der vorherigen Stufe aus gesehen, einen tendenziell hochohmigen Eingang hat – das heißt, der Ausgang der ersten Stufe (Kollektor von T1) wird durch den notwendigen Basisstrom nicht belastet. 

Geht also – bei einem normalen Fuzz Face – T1 in den Cut Off und steigt die Kollektorspannung von T1, so entnimmt T2 dem Ausgang der ersten Stufe nur einen geringen Strom und fährt damit in die Sättigung.  Das heißt, dass die Kollektorspannung von T2 relativ schlagartig kleiner wird als dessen Basisspannung, der Transistor T2 „hart“ clippt, ist normal und gehört zu dem bekannten sägenden und weichkomprimierten Sound eines Fuzz Face

Hier scheint es so zu sein, dass, durch den geringen Strom­verstärkungs­faktor von T2 (d. h. auch durch dessen großen Basisstrom), T1 bei geringerer Aussteuerung zuerst in den Cut Off geht und erst dann T2 in die Sättigung.  Das würde bedeuten, dass am Kollektor von T2 (und am Ausgang) die untere Halbwelle nicht hart abgeschnitten wird (durch den Cut Off von T1) – und die obere Halbwelle durch den Cut Off von T2 auch nicht – wobei das Signal durch die hohe Kollektor­ruhe­spannung von T2 im Arbeitspunkt sehr asymmetrisch begrenzt wird. 

Dazu kommt noch, dass sich bei Übersteuerung die Spannung über C5 von der „normalen“ Spannung im Ruhezustand unterscheidet, so dass sich bei Übersteuerung auch der Arbeitspunkt von T1 verändert und schwankt, quasi „lebt“ was möglicherweise auch das „Knirschen“ der Verzerrung erklären.  Die Stärke dieses Effekts hängt natürlich vom Arbeitspunkt von T2 (der Kollektor­ruhe­spannung) ab.  (die relevante Zeitkonstante hängt ab von C5 und dem Attack-Regler) –

Zur Erklärung: Wenn die Kollektor­ruhe­spannung von T2 hoch ist (z. B etwa 7 Volt), beträgt, bei einem Kollektor­widerstand von 2 kΩ der Ruhestrom dieser Stufe etwa 1 mA und die Spannung am Emitter von T2 etwa 1 Volt – die Spannung C5 bzw. am Schleifer des Attack-Reglers ist entsprechend kleiner, je nach Reglereinstellung. 

Bei Übersteuerung von T2 wird der zeitliche Mittelwert von dessen Kollektorspannung kleiner als 7 Volt sein und der zeitliche Mittelwert des Kollektorstromes von T2 größer als 1 mA, d. h., auch die geglättete Spannung an C5 wird größer, so dass auch der über R1 eingespeiste Basisstrom von T1 steigt.  Das kann dazu führen, dass T1 mehr oder weniger in die Sättigung geht (seine Kollektorspannung ist jetzt sehr klein und kann sich nicht mehr allzu sehr ändern), so dass die Ausgangsspannung der dieser ersten Stufe kleiner wird, wodurch T2 dann nicht mehr übersteuert, die geglättete Spannung an C5 wieder sinkt, T1 aus der Sättigung zurückkehrt und wieder besser verstärken kann, T2 wieder übersteuern kann usw. usf.

Insgesamt ein zyklischer Vorgang, den die Amerikaner in anderem Zusammenhang (zyklische Arbeits­punkt­ver­schiebungen durch Gitterströme und Umladungen eines Koppel­kondensators) etwas derb als „farting distortion“ bezeichnen. Hier ist es allerdings kein „Verstärkerfurzen“, sondern eher ein Knirschen – die Zeitkonstante der zyklischen Vorgänge hängt u. a. von der Größe des Attack-Regler und der Kapazität von C5 ab.

Aber all das sind zunächst Mutmaßungen, die Gegenstand einer Untersuchung mittels eines Oszilloskops sein sollten.  Bevor es darum gehen könnte, niedrigverstärkende Germanium­transistoren durch Ideen in Silizium zu ersetzen.  Dazu also vielleicht später mehr. 

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Literaturhinweise

Lesenswert ist der „Grundsatzartikel  von R. G. Keen The Technology of the Fuzz FaceThe Technology of the Fuzz Face, weiterhin der Artikel Ge-Diode in Fuzz Face zur Idee einer parallelen Diode am Eingang.  Last but not least wäre noch der längere Artikel „The Poker Face – a no-compromise fuzz face“ zu nennen. 

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Etymologisches und Vorgeschichtliches

Eine Anmerkung zum Namen des Gerätes, dessen Vorgeschichte ist mit einem möglichen russisch/deutschen Wortspiel und einer konkreten Idee in einem russischen Forum verbunden:

In der russischen Sprache steht das Substantiv примитив (Primitiv) wohl nicht unbedingt für eine Herabsetzung im Sinne eines rohen, ungehobelten Verhaltens, gemeint ist eher ein einfacher, origineller Aufbau, oder, im Künstlerischen, eine ausdrucksstarke Einfachheit der Form. 

Im konkreten Fall hatte ein User Tonwood im russischen Forum gtlab in einem Thread zur Emulation von Röhrenverzerrungen eine kleine Ideenskizze eingestellt – ein DMOS-Array К1УС671 (K1US671 in lateinischer Transliteration) mit drei direktgekoppelten DMOS-Transistoren, das mit einer simplen Beschaltung – gleiche Gate- und Drainspannungen für alle drei Transistoren, Gegenkopplung über ein T-Glied mit zweimal 470 kΩ und einmal 100 nF gegen Masse – als eine Overdrivestufe „röhrenähnliche Verzerrungen“ produzieren sollte (bitte hier nach dem Beitrag von Tonwood suchen).  Der Beitrag schloss mit der Bemerkung: „С моим стандартным фильтром звучит IMHO довольно сносно для такого примитива.“ (Mit meinem Standardfilter [Der Schaltung sollte ein Filter vorgeschaltet werden.] klingt es meiner Meinung nach recht ordentlich für so ein Primitiv.)

Inzwischen sind in besagtem Forum viele Bilder, die bei Drittanbietern gehostet waren, verschwunden, deswegen noch einmal der nachgezeichnete Schaltungsvorschlag von Tonwood:

Schaltplan

Abb. 1.16:  Schaltungsvorschlag für einen Verzerrer aus drei direkt­gekoppelten DMOS-Transistorens, gefunden im gtlab-Forum.  Diskutiert wurde dort über das DMOS-Array К1УС671, das alternativ (in Klammern) dargestellte К167УН1 hat wohl, so die spärlichen im Netz verfügbaren Informationen, weniger Gain

Die Idee wurde dann vom Autor auf das Transistorarray mit drei CMOS-Pärchen CD4007UBE und ein wenig auf Fuzz Face umgestrickt, ein Gehäuse mit der Aufschrift ПРИМИТИВ vorbereitet, das Gerät aufgebaut, und: Es rauschte wie Hubbatz und hatte – für einen ordentlichen Fuzz – zu wenig Gain.  Hier – für Unverzagte und Fans des Skurrilen  – der Schaltungsentwurf:

Schaltplan

Abb. 1.17:  Entwurf eines direktgekoppelten MOSFET-Verzerrers unter Verwendung des MOSFET-Arrays CD4007UBE.  Anmerkung: Die mit Sternchen versehenen Widerstände R2 und R8 können auch kleiner gewählt werden.  Der Widerstand R7 ist eine Art „Crackle-Not-OK“-Lösung und soll verhindern, dass bei Staub auf dem Attack-Poti der Bias der Schaltung kurzzeitig zusammenbricht. 

Experimentieren könnte man hier mit dem Vorwiderstand R2 (verkleinern, entfernen oder mit C1 durch einen Bass-Regler wie im oben beschriebenen Germanium-Fuzz ersetzen).  Weiterhin könnte man die Werte der Drainwiderstände R4-R6 vergrößern (mit gleichen Werten – 22 kΩ oder 47 kΩ).  Sinnvoll wäre dabei auch eine Vergrößerung von R3, er dient dazu, das Clipping des Ausgangssignals in Richtung der Betriebsspannung nach oben abzurunden. 

Schließlich gibt es die Möglichkeit, R8 für das letzte Quäntchen Gain bei voll aufgedrehtem Attack-Regler verkleinern. 

Den ausgangsseitigen Klangregler aus dem Germanium-Fuzz zu übernehmen empfiehlt sich allerdings nicht unbedingt.  Die MOSFET-Schaltung hat einen relativ großen Ausgangswiderstand (nicht wesentlich kleiner als R6), so dass ein Klangregler von 10 kΩ die Verstärkung der Schaltung verringert. 

Die ganz Harten könnten auch probieren, inwieweit ein bewusst „kaputter“ Arbeitspunkt – z. B. durch Änderung eines der drei Drainwiderstände – die Schaltung auch entsprechend „kaputt“ klingen lässt.  Technisch geschieht hier nichts anderes, als das bei Veränderung einer der drei Drainwiderstände der Arbeitspunkt des folgenden MOSFETs aus dem Bereich großer Verstärkung verschoben wird, so dass der Klang „kaputt“ werden kann.  Aber auch hier entscheidet das Ohr.