Umbau eines Vermona­verstärkers – Teil II

Die Schaltung der Vorstufe

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Bei dem hier besprochenen ME50 scheint es sich um eine abgespeckte Exportversion des VM30 zu handeln, wobei die Unterschiede zwischen ME50 und VM30 hauptsächlich in der Vorstufe zu liegen scheinen – der ME50 hat keinen Federhall und keinen Effekteinschleifweg.  Ansonsten scheint der Schaltplan zu stimmen – zumindest für die Umbauten hat es gereicht. 

Die Betrachtung des Verstärkers soll mit dessen Vorstufe beginnen.  Dazu zuerst die Schaltung der gesamte Vorstufe bis zum Mastervolumenglers (die zusätzlichen Informationen zu den verwendeten Halbleitern etc. wurden der Größe des Bildes wegen weggeschnitten). 

Schaltplan

Abb. 1.1:  Schaltplan der Vorstufe des Gitarren­verstärkers Vermona VM30/VM60.  Die Fußnoten 1) und 2) im Schaltplan stehen für den VM30 bzw. den VM60.  (Der Schaltungsauschnitt wurde den Serviceunterlagen von Vermona entnommen.)

Nun, die Einfachheit eines alten Röhrenverstärkers hat die Schaltung sicher nicht, aber es ist möglich, sich durchzufinden – einige Bereich sind farblich hinterlegt.  Dabei steht „Umsch.“ für die beiden Kanal­umschalt­stufen, „Klangr.“ für die aktive Klangregelung und „FX“ für den Effekteinschleifweg (die schaltbare Klinkenbuchsen sind nicht dargestellt).  Ein Blockschaltplan fasst den Signalfluss grob zusammen:

Blockschaltplan

Abb. 1.2:  Signalflussdiagramm der Vorstufe des Gitarren­verstärkers Vermona VM30/VM60 – der Regler Drive Volume wurde nachträglich eingefügt (siehe Volumen­regler im Overdrive-Kanal ). 

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Grundsätzlicher Aufbau

Zuerst die Eingangs­schaltung – der folgende Schaltplan­ausschnitt in Abbildung 1.3 zeigt den Eingang und die erste Klippstufe: 

Schaltplan

Abb. 1.3:  Schaltungs­ausschnitt – Vorstufe des Gitarren­verstärkers Vermona VM30/VM60 vom Eingang bis einschließlich erste Klippstufe.  (Der Schaltungsauschnitt wurde den Serviceunterlagen von Vermona entnommen.)

Die Eingangs­stufe ist nahezu klassisch – zwei Eingänge mit unterschied­lichen Eingangs­wider­ständen und einem über die Buchsen schaltbaren Spannungs­teiler (R1 und R2) das HF-Filter (R1 und C1) und der Eingangs­koppel­kondensator mit Pulldown-Widerstand (C2 und R4). Die erste Verstärker­stufe wird mit einem Operations­verstärker und, des hohen Eingangs­widerstandes wegen, in nicht­invertierender Schaltung realisiert.  Der Operations­verstärker (mit Open-Collector-Ausgang an R7) ist auf eine Verstärkung von 5,7 beschaltet (Gegen­kopplung über R5 und R6). 

Soweit die Eingangs­stufe.  Bevor es um die beiden Kanäle geht, zuerst die gemeinsam benutzten Teile der Vorstufe – die Klangregelung und die Hall- und Effektstufe. 

Die Klangregelung (siehe die folgende Abbildung 1.4) liegt hinter der ersten Zerr- oder Begrenzer­stufe.  Die aktive Schaltung wird relativ unspektakulär mit einem Operations­verstärker (die rechte Hälfte von VI06 sowie R30 und R31) umgesetzt.  Für die Bässe und Mitten sind Bandpässe (200 Hz und 1 kHz, Bandpassfilter mit VI11 am unteren Rand der Schaltung) vorgesehen, für die Höhen arbeitet ein Kuhschwanzfilter.  Für die „kleine“ Bestückung in VM30 und ME50 mit festen Frequenzen gilt im Schaltplan die mit der Option „1)“ gezeigte Bestückung. 

Schaltplan

Abb. 1.4:  Schaltungs­ausschnitt – Klangregelung des Gitarren­verstärkers Vermona VM30/VM60.  (Der Schaltungsauschnitt wurde den Serviceunterlagen von Vermona entnommen.)

Nach der der Klangregelung folgenden zweiten Zerr­stufe dienen zwei weitere Operations­verstärker (beide VI10) der Beimischung des Hallsignals und der Pegelanpassung für den (passiven) Einschleifweg (siehe die obere Hälfte von Abbildung 1.5).  Das Signal für den Hall wird über einen Vorwiderstand (R45) auf eine Buchse für einen Fußschalter und danach zur Hallschaltung geführt, das heißt, der Hall wird hier eingangsseitig geschaltet. 

Schaltplan

Abb. 1.5:  Schaltungs­ausschnitt – Hallschaltung (grau) und Einschleifweg (türkis) im Vermona VM30/VM60.  (Der Schaltungsauschnitt wurde den Serviceunterlagen von Vermona entnommen.)

Zur Hallschaltung nur zwei theoretische Anmerkungen:  (In „meinem“ Verstärker ME50 war kein Hall eingebaut, die entsprechenden Leiterzüge auf der Platine waren aber vorhanden.

Zum einen ist es unüblich, das Gitarrensignal „full range“, das heißt, ohne Hochpassfilterung zu verhallen.  In anderen Verstärkern findet sich im Eingang der Halleinheit ein kleinerer Koppel­kondensator (hier wäre das C35), der die Bässe beschneidet – sei es, um den Hall nicht zu voluminös werden zu lassen, sei es, um die Hallspirale nicht durch zu starke Bässe mechanisch zu übersteuern. 

Zum anderen ist es ungewöhnlich, mit dem Hallregler nicht nur die Stärke der Hallbeimischung zum Gesamtsignal zu regeln (Spannungsteiler von R89 und dem Widerstand Anfang bis Schleifer des REVERB-Potis R90), sondern auch die Aussteuerung der Hallspirale (Spannungsteiler in der Gegenkopplung des Halltreibers mit R84, R85 und R87 sowie dem Widerstand Schleifer bis Ende von R90). 

Das Ausgangs­signal der Hallschaltung wird über R49 am Eingang des nächsten Operations­verstärkers (VI10 links) beigemischt.  Dann folgt der Effektweg.  Am Ende der Vorstufe liegt der Mastervolumenregler. 

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Die Begrenzerstufe im Clean-Kanal

Nun zu den Zerr- oder Begrenzer­stufen, die, im Gegensatz zu Eingangs­stufe, der Klangregelung und dem Einschleifweg ein wenig spezieller und insofern ungewöhnlich genug sind, um hier kurz vorgestellt zu werden. 

Zwischen Eingangs­stufe und Klangregelung gibt es für beide Kanäle Zerr- bzw. Begrenzer­stufen.  Heißt das, dass auch der Clean-Kanal verzerrt wird?  Das heißt, dass auch der Clean-Kanal eine „weiche“ Begrenzung erfährt. 

Die folgende Abbildung 1.6, zeigt den (neugezeichneten) Signalweg zwischen Eingangs­stufe und Klangregelung.  Der untere Zweig ist der Clean-Kanal.  Nach dessen Volumen­regler R8 wird das Signal über den Koppel­kondensator C11 auf eine über die Widerstände R17 und R23 gegen­gekoppelte CMOS-Inverterschaltung geleitet. 

Schaltplan

Abb. 1.6:  Prinzipieller Aufbau der ersten Zerr­stufe vor der Klangregelung einschließlich der Kanal­umschaltung im Vermona VM30/VM60 – es ist der Clean-Kanal aktiviert. 

Die Schaltung mit den beiden MOSFETs, die eigentlich aus der Digital­technik kommt, bedarf einer kurzen Erklärung – siehe dazu auch auf das MOSFET-Paar in obiger Abbildung 1.6

Betriebs­spannung:

Der Anschluss UDD steht für die positive Betriebs­spannung des Inverters, der Anschluss USS steht für die negative.

Aufbau des Inverters:

Die beiden MOSFETs sind komplementär und komplementär beschaltet (daher der Name CMOS).  Der obere MOSFET zwischen Pin 2 und Pin 1 ist ein p-Kanal-MOSFET, seine Bezugselektrode Source liegt an UDD.  Der untere MOSFET zwischen Pin 4 und Pin 5 ist ein n-Kanal-MOSFET, Seine Bezugselektrode Source liegt an USS.  Die Drains beider MOSFETs sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang des Inverters – die miteinander verbundenen Gates den Eingang. 

Ursprüngliche digitale Anwendung:

Der obere, p-Kanal-MOSFET leitet, wenn das Gate (Pin 3) wesentlich negativer als UDD wird und gegen die negative Betriebs­spannung USS geht.  Der Ausgang (Pin 1 und Pin 5) wird dann auf UDD gezogen. 

Der untere, n-Kanal-MOSFET wiederum leitet, wenn das Gate (Pin 3) wesentlich positiver als USS wird und gegen die positive Betriebs­spannung UDD geht.  Der Ausgang (Pin 1 und Pin 5) wird dann auf UDD gezogen. 

Somit wird das Eingangs­signal am Gate invertiert, wenn es entweder gegen UDD oder gegen USS läuft. Das ist die digitale Anwendung dieses Inverters. 

Liegt allerding die Gate­spannung deutlich zwischen UDD und USS, so leiten beide MOSFETs, die Ausgangs­spannung ist unbestimmt und es fließt ein hoher Querstrom.  In der digitalen Anwendung ist dieser Zustand der verbotene Zustand. 

Analoge Anwendung:

Die analoge Anwendung ist dieser verbotene Zustand.  Er wird dadurch erreicht, dass Eingang und Ausgang des Inverters über einen Widerstand (hier R23) miteinander verbunden werden, sodass die Ruhe­spannungen an Eingang (die Gates beider MOSFETs) und Ausgang (die Drains beider MOSFETs) gleich sind.  Der CMOS-Inverter reagiert in diesem für ihn eigentlich verbotenen Zustand sehr „instabil“; die kleinste Spannungsänderung am Gate führt dazu, dass sich die Ausgangs­spannung stark in die Gegenrichtung bewegt. 

Weniger philosophisch ausgedrückt: der Inverter hat, wenn Eingang und Ausgang über einen hochohmigen Widerstand verbunden sind, eine hohe negative Verstärkung.  Allerdings die Verstärkung nur in diesem kleinen Eingangs­spannungs­bereich sehr hoch, der Inverter verstärkt sozusagen „chaotisch“.  Deswegen ist es sinnvoll, einen solchen CMOS-Inverter ähnlich einem Operations­verstärker in invertierender Beschaltung gegenzukoppeln, wie das hier über R17 und R23 geschehen ist. 

In der folgenden Abbildung 1.7 wird der ungefähre Zusammenhang zwischen Ein- und Ausgangs­spannungen des „analogen“ CMOS-Inverters bei unterschiedlich starker Gegenkopplung grafisch dargestellt.  Die verschiedenen Graphen zeigen diesen Zusammenhang, das heißt die statische Kennlinie des Inverters, oder mit einer verschieden großen Gegen­kopplung. 

EXCEL-Diagramm

Abb. 1.7:  Berechnete statische Kennlinien eines unterschiedlich stark gegen­gekoppelten CMOS-Inverters.  Die Kennlinie ohne Gegen­kopplung wurde bei einer Betriebs­spannung von etwa 9 Volt gemessen und in den Arbeitspunkt (UE = UA) verschoben, die anderen Kennlinien berechnet.

Man sieht im Diagramm, dass für den Inverter ohne Gegen­kopplung im Arbeitspunkt zweihundert Millivolt Signal­spannung am Eingang (ein Teilstrich) für einen Ausgangs­spannungs­hub von zwei bis drei Volt am Ausgang reichen, das heißt, die Verstärkung dieses Inverters liegt bei etwa 15.  Allerdings ist diese Kennlinie sehr stark gekrümmt – der CMOS-Inverter verstärkt stark nichtlinear.  Bei einer Gegenkopplung von R17 = 33 kΩ zu R23 = 100 kΩ wie im Clean-Kanal ist die Kennlinie für einen Eingangs­spannungs­bereich von ± 1 Volt nahezu linear, die Verstärkung ist stabil bei etwas mehr als zwei. 

In der folgenden Abbildung 1.8 werden die Kennlinien aus Abbildung 1.7 noch einmal für einen kleineren Eingangs­spannungs­bereich von ± 2 Volt gezeigt.  Man sieht auch hier, dass die Kennlinie des nicht gegen­gekoppelten Inverters nahe dem Arbeitspunkt, das heißt für kleine Signale, immer steiler wird. 

EXCEL-Diagramm

Abb. 1.8:  Statische Kennlinien eines unterschiedlich stark gegen­gekoppelten CMOS-Inverters – Ausschnitt aus Abbildung 1.7 für einen kleineren Eingangs­spannungs­bereich. 

Für den gegen­gekoppelten Inverter im Clean-Kanal sieht das auch hier besser aus – der Graph der Kennlinie ist im Bereich von einem halben bis einem Volt Eingangs­spannungen nur leicht gekrümmt. 

Ein weiterer Graph (unterhalb der x-Achse) zeigt die Änderung der Ausgangs­spannung über die Eingangs­spannung, das heißt die Verstärkung, für den mit 33 kΩ zu 100 kΩ gegen­gekoppelten CMOS-Inverter.  Man sieht auch hier, dass die Verstärkung bei einem Eingangs­spannungs­bereich von etwa einem Volt etwas über zwei liegt und dann langsam abnimmt. 

Für den Klang dieser einen Inverter­stufe des Clean-Kanals bedeutet das, dass bei einem so kleinen Eingangs­signal wie dem Gitarrensignal (welches ja in der Eingangs­stufe lediglich etwa fünffach verstärkt worden war) wenig hörbare Verzerrungen auftreten, an der nur leicht gekrümmten Kennlinie werden nur wenige Obertöne geringer Ordnung erzeugt. 

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Erste Zerrstufe im Overdrive-Kanal

Nun zur ersten Zerr­stufe des Overdrive-Kanals vor der Klangregelung.  Die Schaltung findet sich im oberen Signalzweig von Abbildung 1.6. Der eigentlichen Zerr­stufe ist zunächst eine weitere Vorverstärker­stufe mit dem Operations­verstärker VI2 in invertierender Beschaltung vorangestellt.  Diese Stufe einschließlich des anschließenden Spannungs­teilers mit R14 hat eine Verstärkung zwischen einem Elftel und Elf, wobei hier mit dem linearen Gain-Poti (R12) eine kontinuierliche Einstellung der Verstärkung möglich ist. Zusammen mit der Eingangs­stufe (Verstärkung 5,7) kann also das Gitarrensignal vor der ersten Zerr­stufe zwischen ein halb und 60-fach vorverstärkt werden.

Die darauf folgende Zerr­stufe besteht aus zwei CMOS-Invertern.  Diese sind relativ stark gegen­gekoppelt und erreichen so nur eine geringe Verstärkung (erster Inverter etwa zwei, zweiter Inverter etwa vier).  Das ist für „CMOS-Verzerrer“ eher unüblich, genauso wie die Tatsache, dass dem Signal am Ausgang des zweiten Inverters ein wenig cleanes Signal beigemischt wird (Mischschaltung über R19, R24 und R26).  Diese einfache passive Mischschaltung ist möglich, da hier ja zwei Inverter­stufen hintereinander­geschaltet wurden, so dass unverzerrtes und verzerrtes Signal wieder gleichphasig sind. 

Gleichzeitig wird das Signal durch die Mischschaltung im Pegel gedämpft, um Kanal­umschaltung und Klangregelung nicht zu übersteuern. 

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Erste Kanalumschaltung

Vor der Klangregelung liegt jetzt noch die erste Kanal­umschaltung.  In der Skizze in Abbildung 1.6 wurde diese Schaltmatrix der beiden Schaltkreise VI4 und VI5 schon stark auf die Schaltfunktionen zusammengefasst.  Die folgende Abbildung 1.9 zeigt die Kanal­umschaltung in einem Ausschnitt aus dem Originalschaltplan. 

Schaltplan

Abb. 1.9:  Schaltungs­ausschnitt – Kanal­umschaltung (grau) vor der Klangregelung im Vermona VM30/VM60.  (Der Schaltungsauschnitt wurde den Serviceunterlagen von Vermona entnommen.)

Man sieht hier in der Kanal­umschaltung einen Operations­verstärker VI6 in invertierender Schaltung als Mischverstärker, dem zwei CMOS-Schaltkreise (VI4 und VI5) als Kanalschalter vorgeschaltet sind.  Die Drain-Source-Strecken der CMOS-Arrays VI4 und VI5 dienen dabei als schaltbare Widerstände für das Audiosignal; über die Gates wird die Kanal­umschaltung gesteuert. 

Das Signal fließt vom Ausgang der Zerr- oder Begrenzer­stufe über das entsprechende RC-Glied (C14 und R27 bzw. R25 und C15) in die Pins 1, 5 und 12 der CMOS-Arrays VI4 bzw. VI5 „hinein“.  Über die Drain-Source-Strecken Pin 1-Pin 2, Pin 5-Pin 4, Pin 12-Pin 9 oder Pin 12-Pin 11 wird es dann entweder auf den invertierenden Eingang des nach­folgenden Operations­verstärkers VI6 geleiten oder fließt nach Masse ab.  Welches Signal (das aus der Zerrstufe des Overdrive-Kanals oder das aus der Begrenzerstufe des Clean-Kanals) auf den Eingang des nach­folgenden Operations­verstärkers geht und welches nach Masse abfließt, hängt von den Gate­spannungen der das Signal schaltenden MOSFETs ab. 

Wenn man sich schließlich aus dem Plan der Kanal­umschaltung in Abbildung 1.9 und der Pin-Belegung des Schaltkreises V4007 resp. CD4007UBE die Schaltmatrix auseinander­klamüsert – siehe folgende Abbildung 1.10 – so kann man den sinnfälligen Einsatz des CMOS-Arrays erkennen.  Zum einen muss und wird für jede zu schaltende Audioverbindung immer eine p-Kanal- und eine n-Kanal-Drain-Source-Strecke parallel­geschaltet.  Zum anderen wird, wohl weil die CMOS-Logik das ohnehin ermöglicht, das jeweils gesperrte Signal vor dem Schalter gegen Masse kurzgeschlossen. 

Schaltplan

Abb. 1.10:  Prinzipieller Aufbau der Kanal­umschaltung mit zwei MOSFET-Arrays V4007.  Die Labels A bzw. !A (A nicht) bezeichnen die logischen Zustände an den Gates.  Im gegebenen Fall würde bei A = 1 (UDD an Pin 3 und Pin 10 des VI4) und !A = 0 (USS an Pin 3 und Pin 10 des VI5) das Signal des Overdrive-Kanals durchgeschaltet werden. 

Clever wird die Schaltung aber erst durch den Einsatz des nach­folgenden Operations­verstärkers VI6 in invertierender Schaltung:  Das Signal fließt dabei über den Vorwiderstand (R25 oder R27) und die CMOS-Schaltkreise in die invertierende Schaltung (mit VI6) hinein und über R92 zu deren Ausgang.  Dabei hat die Reihenschaltung der MOSFET-Schalter mit den Vorwiderständen R27 bzw. R27 hier den Vorteil, dass eventuelle Bahnwiderstände der Drain-Source-Strecken hier nahezu bedeutungslos sind. 

Weiterhin liegen nicht nur die beiden Eingänge des Operations­verstärkers, sondern auch die Sourcen der das Signal schaltenden MOSFETs (Pins 2, 4, 9 und 11) auf Massepotential (zumindest, solange der Operations­verstärkers nicht übersteuert), das heißt, das geschaltete Signal beeinflusst die Gate-Source-Spannung und den Schaltvorgang nicht. 

Hier unterscheidet sich die Vermona-Schaltung von der Kanal­umschaltung bei Boden­effekt­geräten mit einer Betriebs­spannung von 9 Volt (beispielsweise BOSS oder Ibanez), bei denen die Drain-Source-Strecke eines JFET einfach in den Signalweg geschaltet wird.  Hier darf die Summe von Signal­spitzen­spannung und Abschnür­spannung des JFET-Transistoren nicht größer als die halbe Betriebs­spannung sein, sonst wird der sperrende JFET-Schalter „undicht“. 

Allerdings ist der Aufwand bei Vermona mit zwei Schaltkreisen V4007 pro Kanal­umschaltung recht hoch.  Dabei können pro Schaltkreis nur je zwei p-Kanal und zwei n-Kanal-MOSFETs genutzt werden – beim dritten MOSFET-Pärchen des V4007 sind die Sourcen der MOSFETs mit UDD bzw. USS verbunden.  Wegen der parasitären Dioden auf dem Chip müssen UDD bzw. USS dort die größte positive bzw. negative Spannung auf sein, das heißt das dritte MOSFET-Paar kann nicht als Signal­schalter verwendet werden.  Es wird als Inverter für das Steuersignal verwendet (VI5) oder totgeschaltet (VI4). 

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Zweite Zerrstufe im Overdrive-Kanal

Last but not least die zweite Zerr­stufe für den Overdrive-Kanal nach der Klangregelung.  (Der Clean-Kanal hat nur eine Begrenzer­stufe, und die liegt vor der Klangregelung – Hinter der Klangregelung wird das Signal nur auf den zweiten Kanalschalter durchgeleitet.)  Somit stehen hinter der Klangregelung alle drei Inverter eines Schaltkreises V4007 für die zweite Zerr­stufe des Overdrive-Kanals zur Verfügung. 

Den prinzipiellen Aufbau zeigt die folgende Abbildung 1.11.  Auf die Darstellung der Kanal­umschaltung wurde in dieser Abbildung verzichtet, diese ist ähnlich wie in der ersten Zerr­stufe vor der Klangregelung (dazu siehe die rechte Seite in Abbildung 1.6). 

Schaltplan

Abb. 1.11:  Prinzipieller Aufbau der zweiten Zerr­stufe hinter der Klangregelung im Vermona VM30/VM60

Auch in der zweiten Zerr­stufe hinter der Klangregelung gibt es eine zweistufige CMOS-Inverter­schaltung, auch hier wird dem Ausgangs­signal ein kleiner Teil des Eingangs­signals beigemischt (Mischschaltung mit R44, R43, R38 und R42).  Interessant ist hier, dass in der zweiten Stufe hinter dem Koppel­kondensator C44 zwei unterschiedlich stark gegen­gekoppelte CMOS-Inverter­stufen parallel arbeiten. 

Auf das (quasi)statische Verhalten bezogen kann man nur sagen, dass so beim Zusammenmischen der Ausgangs­signale beider Inverter eine kontinuierlich gekrümmte Gesamtkennlinie entsteht – bei kleinen Signalen geht der schwach gegen­gekoppelte Inverter in die Begrenzung, auch bei großen Signalen der stark gegen­gekoppelte Inverter (siehe zum Zusammenhang zwischen Begrenzung und Gegen­kopplung auch Abbildung 1.7).  Möglicherweise ging es Vermona hier darum, eine kontinuierlich wachsende Verzerrung von Röhrenverstärkern mit nicht gegen­gekoppelter Endstufe (z. B. VOX AC30) zu erzeugen. 

EXCEL-Diagramm

Abb. 1.12:  Berechnete (quasi)statische Kennlinien der zweiten Zerr­stufe hinter der Klangregelung im Vermona VM30 / VM60.  (Für die Berechnung der Kennlinien wurde angenommen, dass der Koppel­kondensator zwischen den CMOS-Invertern gleich­spannungs­frei bleibt.)

Beim Betrachten des Diagramms sollte man im Hinterkopf behalten, dass sich am Ende der ersten Zerr­stufe vor der Klangregelung eine passive Mischstufe mit Spannungsteiler (R19 und R24 auf R26) steht, die den Maximalpegel der CMOS-Inverter (± 5 Volt an Pin 12 von VI03 ) über den Spannungsteiler R24 und R26 auf einen Pegel von ± 1 Volt sowie den Maximalpegel der Treiberstufe VI02 (± 10 Volt bei maximalem Gain, ansonsten ist es durch den Spannungsteiler über das Gainpoti und R14 weniger ) über den Spannungsteiler R19 und R26 auf einen Pegel von maximal ± 1 Volt dämpft.  Wenn nicht in der Klangregelung bspw. die Bässe massiv angehoben werden (was man ja normalerweise nicht macht), dann arbeitet auch die zweite Zerr­stufe mit einer Eingangs­amplitude zwischen ± 1 V und ± 2 Volt.  Für diesen Bereich ist die dargestellte Kennlinie weitestgehend kontinuierlich gekrümmt, der Übergang in den geraden Bereich liegt laut Diagramm bei Eingangs­spannungen größer 1,5 Volt bis 2 Volt. 

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Nachtrag:  Eingangs­widerstand des Verstärkers

Der Autor hatte, nachdem dieser Artikel im Wesentlichen fertig war, noch einmal im Netz nach Daten­blättern für den Operations­verstärker B761 gesucht und dabei unter anderem eines für das Pendant TAA761 von Siemens gefunden.  In diesem Datenblatt (siehe hier) wurde der Eingangs­widerstand des Operations­verstärkers mit 200 kΩ ausgewiesen. 

Zieht man die Beschaltung der Eingangs­stufe des Verstärkers hinzu (siehe Abbildung 1.3), so ist zu erkennen, dass der Eingangs­widerstand des gesamten Verstärkers bei etwa 100 kΩ liegt (der Eingangs­widerstand des Operations­verstärkers und parallel dazu R03 und R04) – das ist, wenn man einen halbwegs modernen und nicht zu muffigen Klang erreichen will, viel zu wenig. 

Es empfiehlt sich also, irgendetwas „aktives“ vorzuschalten.  Das muss nicht unbedingt ein Verzerrer oder Booster sein (auch wenn eine Vor­verstärkung vor dem eigentlichen Verstärker dessen Rauschproblem mildern könnte), schon eine ausgeschaltete „aktive Tretmine“, d. h. ein Effektgerät mit elektronischer Umschaltung, kann hier als Puffer zwischen der Gitarre und dem nieder­ohmigen Verstärker­eingang dienen.