Klippstufe als Experimental­bausatz – Teil I

Die „neuere“ Klippstufe als Experimentalbausatz

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• Begrenzer­schutzschaltung für OPV •
• Klippen mit vorgespannten Dioden •
• Der Doppelgraetzklipper •
• Zusammenfassung und Messergebnisse dieses Kapitels •
• Layout- und Einbauvorschläge

Es geht also in diesem Artikel darum, die in vielen Gitarrenverzerrern und (billigen) Gitarren­verstärkern wie beispielsweise im VOX Pathfinder benutzte Klippstufe – ein Spannungsteiler aus einem Vorwiderstand und (mindestens) zwei antiparallelen Dioden – soweit zu verbessern, dass sie weniger harsch und kratzig klingt. 

Das verlangt nebenbei auch ein paar Überlegungen zur Schaltung vor der eigentlichen Klippstufe, d. h., neben einer verbesserten und variabel konfigurierbaren Klippstufe ist es sinnvoll, den die Klippstufe ansteuernden Operations­verstärker durch zugeschaltete Begrenzer­dioden davor zu bewahren, selbst eher hässlich zu übersteuern. 

Begrenzer­schutzschaltung für OPV

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• Die Spannungen im Verstärker •
• Die Vorlage von Hughes & Kettner •
• Anpassung und reale Z-Dioden

Um einen Operations­verstärker durch zugeschaltete Begrenzer­dioden vor dem Verzerren zu schützen, ist es notwendig, und wichtig, die Versorgungs­spannungen nicht nur des Operations­verstärkers selbst, sondern die Spannungs­verhältnisse im gesamten Verstärker zu kennen.  Die Überlegungen zur Modifikation des VOX Pathfinder beginnen also im Netzteil, dessen Schaltung in Abbildung 1.1 gezeigt wird. 

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Die Spannungen im Verstärker

Zur Untersuchung des Headrooms der Endstufe und der Operations­verstärker wurden im Pathfinder noch einmal die Versorgungs­spannungen gemessen:  Am den OPVs waren es ± 12,3 V, an den Hauptelkos 18,9 V; d. h. alle OPV zusammen haben eine Ruhestromaufname von etwa 10 mA. 

Das heißt weiterhin, dass der Trafo eine Sekundärspannung von 15 V hat, d. h, die Spannung hinter dem Netzteil kann bei Volllast auf etwa 15 V bis 16 V sinken. (bei versprochenen 10 W an 8 Ω muss die Endstufe knapp 13 V Spitze-Spitze liefern können; die Endstufe bräuchte dafür eine Versorgungs­spannung von mindestens ± 15 V bis ± 16 V).  In diesem Fall (d. h. bei Volllast) kann die Betriebs­spannung der OPV, die nicht durch eine Z-Diode o. ä. stabilisiert wird, auf 10 V fallen, so dass eine Begrenzer­schaltung, die den OPV vor dem Klippen schützt, bei Pegel­spitzen von etwa 7,5 bis 8 V eingreifen sollte. 

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Die Vorlage von Hughes & Kettner

Die Vorlage für eine solche „musikalische“ Begrenzer­schaltung, irgendwann in der Schaltungssammlung gefunden, ist hier einmal ein deutsches Produkt, der Verstärker Tube 20 von Hughes & Kettner.  Die erste Vorverstärkerstufe vor der ersten Röhre wird von einem Operations­verstärker in nichtinvertierender Schaltung mit Z-Dioden im Vorwärtszweig ausgeführt – es sind drei Z-Dioden 3,9 V in einer Richtung und eine Z-Diode 10 V in gegensätzlicher Richtung in Reihe geschaltet, das Ganze parallel zu einem Widerstand 10 kΩ. 

Mit dieser Schaltung wird die positive Halbwelle des Ausgangs­signals über R₃ durch die Z-Diode 10 V (in Sperrrichtung) und die drei Z-Dioden ZDP 3,9 V (Begrenzung je bei 0,7 V in Durchlassrichtung) bei etwa 12 V hart abgeschnitten, während die negative Halbwelle durch die drei kleinen Z-Dioden bei dreimal 3,2 V bis 3,9 V (in Sperrrichtung bei 1 mA bzw. 5 mA) und die große Z-Diode 10 V (Begrenzung auch hier bei 0,7 V in Durchlassrichtung) weicher auf 10 V bis maximal 12,5 V begrenzt wird.  Die Unterschiede in der Genauigkeit bzw. Härte der Begrenzung rühren daher, dass Z-Dioden mit Sperrspannung über 6 V anders und härter begrenzen.  Für das Zusammenwirken mit dem mit ± 15 V betriebenen OPV heißt das, dass der OPV ein Ausgangssignal von +10 V / −12,5 V zuzüglich des Eingangssignals bereitstellen können muss, d. h., dass das Signal auf einen Bereich von etwa 2 V – 2,5 V innerhalb der Betriebs­spannungs­grenzen (das ist üblicherweise der Aus­steuerungs­bereich eines Operations­verstärkers) begrenzt wird, wobei die Begrenzung vor allem in der Härte der Begrenzung asymmetrisch ist. 

Auf die Schaltung des Pathfinder und die hier notwendigen maximalen Begrenzer­spannungen übertragen könnte man hier beispielsweise eine Z-Diode 6,2 V antiseriell mit einer Z-Diode 3,6 V / 1,3W und einer Z-Diode 4,7 V / 1,3W zusammenschalten.  Auf dem Breadboard wurden für diese Verschaltung eine harte Begrenzung bei 7,6 V ( eine Z-Diode 6,2 V begrenzt bei 6,2 V in Sperrrichtung zwei Z-Dioden begrenzen bei 0,7 V in Durchlassrichtung ) und eine weichere Begrenzung bei bis zu 7 V ( eine Z-Diode 3,6 V / 1,3 W in Sperrrichtung begrenzt bei 3 mA bei 2,5 V, eine Z-Diode 4,7 V / 1,3 W in Sperrrichtung begrenzt bei 3 mA bei 3,8 V und eine Z-Diode begrenzt bei 0,7 V in Durchlassrichtung ) gemessen. 

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Anpassung und reale Z-Dioden

Zunächst schien es verwunderlich, dass die mit 3,6 V bzw. 4,7 V ausgewiesenen Z-Dioden so geringe Z-Spannungen haben, allerdings handelt es sich hier um Z-Dioden mit einer Belastbarkeit von 1,3 W, die also für Ströme von mehreren hundert Milliampere vorgesehen sind.  Es ist davon auszugehen, dass sie bei diesen Strömen auch die ausgewiesenen Z-Spannungen erreicht werden.  Bei um Zehnerpotenzen kleineren Strömen ist die Spannung über der Z-Diode auch kleiner.  Man kann sogar so weit gehen zu behaupten, dass sich die Z-Dioden, die für Sperrspannungen unter 6 V ausgewiesen sind, wie eine Serienschaltung von mehreren gängigen Siliziumdioden verhalten.  Das heißt: so, wie sich bei Verringerung des Stroms durch eine „normale“  Siliziumdiode auf beispielsweise ein Zehntel sich die Spannung über der Diode um einen relativ festen Betrag von etwa 100 mV verringert, verringert sich die Spannung über der Z-Diode um einen entsprechend großen Betrag von mehreren hundert Millivolt, entsprechend der Spannung der Diode. 

Um das an einem Beispiel zu verdeutlichen – der Spannungsabfall über einer 1N4148 steigt / fällt um gut 100 mV, wenn der Strom auf das Zehnfache zunimmt bzw. auf ein Zehntel abnimmt (gemessen in einem sinnvollen Bereich von Zehnteln Mikroampere bis zu einigen Milliampere); bei der Z-Diode 3,6 V sind es etwa 500 mW.  In einer Begrenzer­schaltung ersetzt eine Z-Diode 3,6 V etwa fünf Dioden 1N4148.

Die folgende Abbildung 1.3 zeigt die mit etwa 20 Messwerten gemessene Strom- / Spannungs-Kennlinie dieser Z-Dioden-Kombination.  Relevant ist hier vor allem der Bereich eines Diodenstroms von 0,1 mA bis zu einigen Milliampere.  Man kann erkennen, dass für die positive Halbwelle (Begrenzung durch die Z-Diode 6,2 V) die Begrenzer­spannung für einen weiten Bereich des Diodenstroms relativ konstant bei etwa 7,5 V liegt (es wird sozusagen „hart“ geklippt), während für die negative Halbwelle (Begrenzung durch die Z-Dioden 4,7 V und 3,6 V) die Begrenzer­spannung mit steigendem Strom kontinuierlich ansteigt (ein Klippen wie bei „normalen“ Dioden, aber mit höherer Spannung).  Beide Kennlinien brechen im Bereich von etwa 2 mA ab, zum einen, weil nicht weiter gemessen wurde, zum anderen, weil in der betrachteten Schaltung auch nicht mit wesentlich höheren Strömen gerechnet werden muss. 

Das Diagramm zeigt dazu noch einmal den ungefähr berechneten Wert des Emissions­koeffizienten η, bezogen auf einen bestimmten Diodenstrom, berechnet entsprechend der Shockley-Gleichung nach η = (U₁−U₂) / [U_T·ln(I₁/I₂)] / 12.  Die Division durch 12 entspricht der oben beschriebenen Überlegung, zumindest die Kleinspannungs-Z-Dioden als eine Serienschaltung von Siliziumdioden zu verstehen – die Z-Diode 3,6 V / 1,3W entspricht so im gemessenen Betriebsbereich etwa fünf vergleichbaren Dioden 1N4007, die Z-Diode 4,7 V / 1,3W etwa sieben.  Dabei ist auch bei der 1N4007 der berechnete Wert für η nicht konstant, sondern steigt mit dem Diodenstrom auf Werte über 2 (bei I_D ≥ 1 mA).  Das „härter begrenzende“ Verhalten der Z-Diode 6,2 V könnte als mit steigendem Strom stark fallendes η interpretiert werden. 

Die praktische Bedeutung dieser Zusammenhänge zeigt die folgende Abbildung 1.4 – hier wurde für den VOX Pathfinder 10 in etwa berechnet, wie ein in die zweite OPV-Stufe der Vorstufe (hinter dem Gain-Regler) eingespeistes Sinussignal 1 kHz mit einer Amplitude von 10 V vom OPV begrenzt werden würde, wäre dem Widerstand R₇ die oben beschriebene Z-Dioden-Kombination parallel­geschaltet.  Die Unterschiede im Zerrverhalten sind deutlich erkennbar – die obere Halbwelle wird relativ hart (wenn auch nicht eckig) abgeschnitten, die untere bei geringerer Spitzenspannung weicher abgekappt. 

Die Begrenzung ist dabei noch relativ symmetrisch, das Tastverhältnis des begrenzten Signals auch.  Aber, wie gesagt, es handelt sich hier nur um eine Art Schutzschaltung, die lediglich ein weniger schönes und im Übrigen genauso symmetrisches Klippen des Operations­verstärkers vermeiden soll. 

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Klippen mit vorgespannten Dioden

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• „Normal“ vs. vorgespannt •
• Symmetrische Begrenzung •
• Asymmetrische Begrenzung •
• Vor- und Nachteile

Nach den Überlegungen und Messungen für eine Schutzschaltung, um eine Übersteuerung des vor der Klippstufe liegenden OPV soll nun die Klippstufe selbst beschrieben werden – von der Grundidee bis zur Experimental­schaltung. 

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„Normal“ vs. vorgespannt

Der Schaltung einer durch DIP-Schalter modifizierbaren Klippstufe aus vorgespannten Dioden in Graetzbrücken liegt eine einfache Schaltungsidee zugrunde, die zuerst vorgestellt werden soll.  Abbildung 1.5 zeigt die beiden Ansätze dieser Idee. 

Dabei werden zunächst zwei Dioden D₁ und D₂ über einen relativ kleinen Vorwiderstand R₂ mit einer Spannungsquelle verbunden, durch R₂ fließt in der gegebenen Dimensionierung ein Strom von etwa 8 mA, so dass auf D₁ und D₂ eine Spannung von knapp 700 mV abfällt.  Parallel zu D₁ und D₂ liegt eine Serienschaltung von vier Begrenzer­dioden D₃ bis D₆, die so auf jeweils etwa 350 mV vorgespannt sind. 

Was bewirkt diese Vorspannung? Um das zu verstehen, soll zunächst simulierte statische Kennlinie einer „klassischen“ Klippstufe (zwei antiparallelen Dioden 1N4002 mit Vorwiderstand 2,2 kΩ) betrachtet werden – siehe dazu die folgende Abbildung 1.6

Man kann erkennen, dass es in der Mitte der Kennlinie einen relativ großen linearen Bereich gibt, Eingangsspannungen bis etwa ± 300 mV werden fast gar nicht begrenzt, sondern unverändert durchgelassen (das Wachstum bzw. die Verstärkung oder Dämpfung der Begrenzer­schaltung, siehe den gestrichelten Graphen, liegt für kleine Signale bei eins), die Begrenzung beginnt erst bei Spannungen darüber, ist dann aber über bei ± 600 mV bis ± 700 mV fast abgeschlossen.  Dieses Verhalten ist in der Tatsache begründet, dass Durchgangsstrom und differentieller Widerstand der Dioden einer Exponentialfunktion folgen, oder weniger mathematisch ausgedrückt, Durchgangsstrom und differentieller Widerstand ändern sich um den Faktor zehn bei Erhöhung oder Verringerung der Diodenspannung um gut 100 mV, so dass es nur einen kleinen Spannungsbereich gibt, in dem die Diode überhaupt mit dem Vorwiderstand R₁ interagiert, weil nur in diesem Bereich der differentielle Widerstand der Diode in Größenordnungen mit R₁ vergleichbar ist.  Das heißt, der Bereich zwischen begonnener Begrenzung (der differentielle Widerstand ist etwa zehnmal so groß wie der Vorwiderstand R₁) und abgeschlossener Begrenzung (der differentielle Widerstand maximal ein Zehntel von R₁) umfasst wenige 100 mV, beginnt aber erst bei etwa 300 mV. 

Der daraus resultierende eher späte Einsatz der Begrenzung in der „normalen“ Dioden­klipp­schaltung führt hier zu einem Klang, der eher als „hart“ beschrieben wird, da der Anteil insbesondere höherfrequenter Obertöne bei der Verzerrung recht groß ist, so dass bei solchen Klippschaltungen im Allgemeinen entweder unmittelbar durch Parallelschalten eines Kondensators oder durch spätere Filterung klanglich „entschärft“ werden. 

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Symmetrische Begrenzung

In den Schaltungen in Abbildung 1.5 ist das erst einmal anders; hier sind die Begrenzer­dioden D₃ bis D₆ schon auf etwa 350 mV vorgespannt, so dass die Begrenzung und Signalverformung sofort einsetzt.  Die daraus resultierende Kennlinie der symmetrischen Begrenzer­schaltung mit vorgespannten Dioden zeigt die folgende Abbildung 1.7. 

Man erkennt, dass die Kennlinie bei einer Eingangsspannung von knapp 700 mV (Label AP1, Ruhespannung bzw. Arbeitspunkt der Begrenzer­schaltung) am steilsten ist und das Wachstum der Kennlinie dort seinen größten Wert hat, aber dieses Wachstum nur einen Wert von gut 0,3 erreicht.  Das bedeutet, dass diese Schaltung immer, d. h. auch bei kleinen Pegeln, eine Signaldämpfung verursacht.  Die Ruhespannung zwischen der zweiten und dritten Begrenzer­dioden beträgt, da alle vier Dioden mit etwa 350 mV vorgespannt sind, 700 mV. 

Ändert sich die Eingangsspannung, d. h., wird ein Signal an die Klippschaltung geschickt, so ist diese jetzt für den gesamten Ein­gangs­spannungs­bereich mit mindestens einem Zweig der Begrenzer­dioden (entweder D₃ und D₄ oder D₅ und D₆) im niederohmigen Bereich und ändert ihre Diodenspannung mit dem Signal, so dass eine kontinuierlich gekrümmte Begrenzer­kennlinie entsteht. 

Die obere Halbwelle des Eingangssignals (Eingangsspannungen oberhalb des Arbeitspunkts von etwa 700 mV) wird bei steigender Spannung immer stärker von D₃ und D₄ und immer schwächer von D₁ und D₂ begrenzt.  Die maximale Spannung über D₃ und D₄ und am Ausgang liegt dann bei etwa 1,1 V gegen Masse, d. h. bei etwa 400 mV gegen den Arbeitspunkt.  Bei der unteren Halbwelle des Eingangssignals ist es umgekehrt.  Die minimale Spannung am Ausgang liegt hier bei 1,1 V unterhalb der Vorspannung von etwa 1,4 V und somit auch etwa 400 mV vom Arbeitspunkt entfernt. 

Den Graphen des Wachstums für die Klippstufe mit vorgespannten Dioden entspricht im Grunde dem einer normalen Klippstufe, nur dass die Bereiche von Eingangsspannungen außerhalb ± 350 mV herausgeschnitten, auf die doppelte Größe skaliert und zusammengeschoben wurden. 

Nur der Vollständigkeit halber – der Arbeitspunkt AP2 stellt sich ein, wenn man, eine symmetrische Betriebs­spannung und einen Arbeitspunkt von null vorausgesetzt, das zu begrenzende Signal nicht gleichspannungsfrei über einen Kondensator einspeist, sondern die Begrenzer­schaltung direkt über den Vorwiderstand R₁ mit der vorherigen Stufe verbindet.  Die Ruhespannung an der linken Seite von R₁ wäre gleich null. 

In diesem Fall und würde das Signal sehr stark asymmetrisch begrenzt und die obere Halbwelle vor der Begrenzung noch „nach oben verzerrt“ – aller Voraussicht nach nicht zu empfehlen. 

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Asymmetrische Begrenzung

Nun zur asymmetrischen Begrenzer­schaltung mit vorgespannten Dioden, die Kennlinie zeigt die folgende Abbildung 1.8: 

Was hat sich hier, im Gegensatz zur vorherigen symmetrischen Schaltung, geändert? Die Ruhespannung an Ein- und Ausgang (Arbeitspunkt AP1), beträgt jetzt etwa 350 mV.  Die positive Halbwelle des Eingangssignals wird nur von einer Diode D₆ bis zu 600 mV gegen Masse, d. h. mit 250 mV gegen den Arbeitspunkt, begrenzt, die negative Halbwelle Eingangssignals wird von drei Dioden D₃ bis D₅ auf etwa 2 Volt unterhalb der Spannung an C₂ von etwa 1,4 Volt.  Die minimale Ausgangsspannung liegt sich also bei etwa 1 Volt.  Würde also auch hier das Signal über einen Koppel­kondensator in die Begrenzer­schaltung eingespeist, würde das Signal nur sehr asymmetrisch begrenzt. Ob und wann das gut klingt, müsste man wohl mindestens probieren. 

Der zweite Arbeitspunkt AP2 erscheint hier aber sinnvoller als bei der vorher diskutierten symmetrischen Begrenzer­schaltung.  Sie kommt in diesen Arbeitspunkt, wenn der Ausgang der vorherigen Stufe auf Massepotential liegt und auf einen Koppel­kondensator verzichtet wird.  In diesem Fall würde das Signal bei kleineren Pegeln weniger begrenzt, sondern lediglich an einer leicht gekrümmten Kennlinie „röhrenähnlich“ verformt, bei größeren Pegeln fände eine in Bezug auf die Über­steuerungs­grenzen weitgehend symmetrische, aber in der Härte / Kurvenform asymmetrische Begrenzung statt.  Das ist tendenziell röhren- oder zumindest CMOS-ähnlich. 

Diese Anwendung ohne Koppel­kondensator verlangt entweder, dass die vor der Klippstufe liegende Verstärkerschaltung mit bipolarer Betriebs­spannung arbeitet, oder, dass Begrenzer­schaltung und die vorherige Stufe ein gemeinsames Bezugspotential haben.  Letzteres könnte (z. B. für ein Gerät mit einmal 9 Volt Betriebs­spannung) beispielsweise dadurch realisiert werden, dass die Diodenschaltung entsprechend Abbildung 1.8 „umgedreht“ und mit einer Konstant­spannungs­quelle versorgt wird, die gleichzeitig die Ruhespannung für die Operations­verstärker zur Verfügung stellt. 

Es gäbe in diesem Fall also einen „Dreibeiner“ wie einen LM7805 oder auch einen Operations­verstärker, der eine stabile Ausgangsspannung von beispielsweise 5 V zur Verfügung stellt.  Zwischen diesem Ausgang und Masse liegt die „umgekehrte“ Begrenzer­schaltung mit den vorgespannten Dioden, und zwar so, dass die stabilisierte Spannung das Bezugspotential darstellt – die Vorspanndioden und die Begrenzer­dioden sind mit dem 5 V-Ausgang verbunden, der Widerstand R₂ verbindet Dioden mit Masse und der Begrenzer­widerstand wird mit der Kathode der obersten Begrenzerdiode verbunden.  Die stabilisierte Spannung dient dann auch als Bias­spannung für die anderen Operations­verstärker. 

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Vor- und Nachteile der beiden Schaltungen

Der große Vorteil dieser beiden Schaltungen ist natürlich ihre Einfachheit, wobei die Schaltungen einfacher aussehen, als sie zu berechnen bzw. zu dimensionieren sind, so dass man bei ihnen durchaus Gefahr läuft, an die schönen Diagramme von Kenn­linien­simulationen (wie den oben gezeigten) zu glauben. 

Wie die Schaltung dann wirklich mit verschiedenen Dioden reagiert, ist eher schwierig vorherzusehen.  Zumindest die Ausgangslautstärke bei kleinen Signalen, d. h. die Verstärkung / Dämpfung bzw., im Diagramm, die Kurven­steilheit im Arbeitspunkt, hängen stark von den verwendeten Dioden ab, die Dioden sind ja, im Gegensatz zur klassischen Begrenzer­schaltung, bereits vorgespannt, haben also schon einen differentiellen Widerstand in der Größenordung des Vorwiderstandes, so dass Vorwiderstand und Dioden einen nichtlinearen Spannungs­teiler bilden. 

Dabei ist bei „größeren“ Dioden (d h. Dioden, die für höhere Ströme vorgesehen sind, wie z. B. die 1N4007 oder eine Graetzbrücke) die Diodenspannung bei gleichem Diodenstrom um die 100 mV kleiner als bei Kleinsignaldiode wie der 1N4148 – was zu einer geringeren Vorspannung der Begrenzer­dioden führt, welche sich allerdings bei der geringeren Vorspannung aber nicht so verhalten wie die vorherigen Begrenzer­dioden mit der höheren Vorspannung, so dass sich beim Tausch der die gesamte Schaltung ändert, ohne dass man die Änderungen so einfach abschätzen könnte, wie das bei „normalen“ Klippstufe mit antiparallelen Dioden möglich ist.

Zudem haben eigene Messungen der Kennlinien verschiedener handelsüblicher Dioden gezeigt, dass die mit den Simulations­programmen angebotenen Modelle für die hier diskutierte Anwendung zu ungenau sind.  So wurde bei den Messungen festgestellt, dass die Annahme eines Emissions­koeffizienten η viele Dioden nicht ausreichend genau beschreibt. Die folgende Abbildung 1.9 soll das Problem verdeutlichen: 

Zur Ermittlung der Daten wurden mit der hier beschriebenen „Widerstandsdose“ an einer realen Diode 1N4007 in einem relativ weiten Bereich Strom- / Spannungs­messungen unternommen und in ein halblogarithmisches Diagramm eingetragen.  Gälte für diese Diode ein einfacher exponentieller Zusammenhang zwischen Diodenstrom und Spannung (d. h. gälte die Shockley-Gleichung mit genau einem Wert für den Emissions­koeffizienten η), dann wären beide Graphen im Diagramm Geraden.  Dem ist aber nicht so; η ist im rechten Teil des Diagramms (große Diodenspannungen und -ströme, entspricht dem Einsatz der Dioden D₁ und D₁ zur Vorspannungs­erzeugung) größer als in der Mitte und im linken Teil (entspricht dem Einsatzbereich der Begrenzer­dioden), das heißt, eine Simulation einer Begrenzer­schaltung mit einem Wert für η für diese Diode hat dann keine allzu große Aussagekraft. 

Da hilft also, was das wirkliche Verhalten der Begrenzer­schaltung betrifft, erst einmal nur Probieren. 

Der zweite Nachteil beider Schaltung ist m. E. eine mangelnde Dynamik – sie neigen dazu, das Signal stark zu komprimieren, was sich in Ansätzen auch schon in Simulations­ergebnissen erkennen lässt; speziell der Verlauf des Wachstumsgraphen ( in Abbildung 1.8 und Abbildung 1.9 eine unterbrochene Linie ) zeigt, dass die Begrenzung sehr früh bei kleinen Pegeln einsetzt und das Signal mehr in Pegel und Dynamik „weich- und glattkomprimiert“ wird, als das (höherfrequente) Verzerrungen zu hören sind.  Ein praktischer Versuch mit einer vergleichbaren Schaltung enttäuschte, weil, wie gesagt, das Signal zu sehr weichkompromiert worden war. 

Drittens lässt sich an der Schaltung nicht viel ändern, ein anderes Verhalten verlangt möglicherweise nach anderen Dioden; deswegen wurde für den Pathfinder eine Schaltung gesucht, mit der sich verschiedene Charakteristika der Begrenzung einstellen lassen – eine Art Experimentier­bausatz für Begrenzer­kennlinien. 

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Der Doppelgraetzklipper

Nun, hier kommen mehrere Ideen zu einer neuen Schaltung zusammen – die Dioden zur Vorpannungs­erzeugung, die vorgespannten Dioden und zwei „normale“ antiparallele Klippingdioden finden sich in zwei Graetzbrücken, der Arbeitspunkt bzw. die Ruhespannung lässt sich durch Parallelschalten von einem oder mehreren Widerständen verschieben, und es lassen sich weitere Schottky-Dioden als Klippingdioden zuschalten. 

Obige Abbildung 1.10 zeigt die Klippstufe in ihrer Verwendung in einem Gerät mit symmetrischer Betriebs­spannung und der Möglichkeit, die Klippstufe zuzuschalten oder abzutrennen.  Dafür muss vor Punkt H die Kombination R₉₉ / C₉₉ zur Gleich­spannungs­trennung eingefügt werden.  Außdem müssen, wie oben dargestellt, Punkt K mit Punkt U+, Punkt L mit Masse und Punkt F mit Punkt U− verbunden sein.  Bei einer einseitigen, positiven Betriebs­spannung würde Punkt F hingegen mit Masse verbunden und Punkt L offen bleiben.  Neben der negativen Spannungsquelle V₁ würden dann natürlich auch C₁ und R₂ entfallen. 

Nun zur Funktion der Schaltung.  Jeweils eine der Dioden beider Graetzbrücken, D_1b und D_2b, dienen als „normale“ Klippschaltung, in der gezeigten symmetrischen Verschaltung als Pärchen antiparalleler Dioden gegen Masse.  Die beiden Dioden D_1a und D_2a werden von einem Speisestrom von knapp 10 mA durchflossen, auf ihnen fällt bei Verwendung der Graetzbrücke B500D eine Spannung von etwa 700 mV ab.  Diese Spannung verteilt sich jeweils auf die beiden anderen Dioden der Graetzbrücke D_1c und D_1d bzw. D_2c und D_2d.  Ohne die Widerstände R₄ und R₆ fiele auf jede der vier „linken Dioden etwa 350 mV ab, die Dioden wären also bis kurz vor den Begrenzereinsatz vorgespannt. 

Es wurde in vorherigen Simulationen und auch in einem der Versuche festgestellt, dass diese Schaltung zu früh und zu „weich komprimierend“ reagiert – siehe dazu Schaltpläne und Diagramme der Grundschaltungen A00 (symmetrische Betriebs­spannung) und A10 (einseitige Betriebs­spannung), das Oszillogramm zeigt hier im Ausgang kein Rechteck, sondern eine Art „Rechteck mit Halbkreis“.  In diesem Fall ist damit zu rechnen, dass die Schaltung auch schon bei kleineren Signalen zu schnell komprimiert, ohne starke höherfrequente Obertöne zu erzeugen (klingt dick, weich und etwas matschig). 

Aus diesem Grunde wurde im oberen und unteren Zweig den beiden inneren vorgespannten Dioden D_1c und D_2c jeweils ein Widerstand 10 kΩ parallel­geschaltet.  Das bewirkt in dieser Schaltung, dass die Vorspannung über D_1c und D_2c um etwa 100 mV auf 250 mV sinkt und die über den anderen beiden Begrenzer­dioden D_1c und D_2c um etwa 100 mV auf 450 mV steigt.  Letztgenannte Dioden D_1c und D_2c würden also schon das Signal begrenzen, de facto ist ihnen aber ein Widerstand 10 kΩ in Reihe geschaltet, da die parallel­geschalteten Dioden D_1c und D_2c bei 250 mV Diodenspannung und einem differentiellen Widerstand größer 100 kΩ jetzt keine Bedeutung haben. 

Um die durchaus komplexen Zusammenhänge zusammenzufassen – es scheint so, als sorgten die beiden Widerstände R₄ und R₆ dafür, dass innere und äußere Begrenzer­dioden bei verschiedenen Spannungen leitend werden und sich so der Einsatz der Begrenzung besser auf den gesamten Kennlinienbereich verteilt.  Da im oberen wie im unteren Zweig der Schaltung jeweils zwei der vorgespannten Dioden in Reihe geschaltet sind, dominiert die Diode mit dem größeren differentiellen Widerstand (oder der Widerstand, der ihr parallel zugeschaltet ist) die Kombination beider und die volle Begrenzung (beide Begrenzer­dioden eines Zweiges steuern durch) wird auf einen höheren Pegel verschoben.  (Siehe dazu auch die Ergebnisse zu Versuchsschaltung A1). 

Für weitergehende Überlegungen hier noch einmal eine graphische Darstellung des statischen Verhaltens einer der Dioden einer der verwendeten Graetzbrücken B500D – die Daten wurden erstellt, indem die Diode über verschiedene Vorwiderstände mit einem 9 V-Block (Messung I) und mit einer Spannungsquelle 1 V (Messung I) verbunden und Diodenstrom und -spannung gemessen wurden.  Die Werte für den differentiellen Widerstand wurden durch Differentiation ermittelt. 

Zurück zur Begrenzer­schaltung (Abbildung 1.10):  Zu der beschriebenen Basisschaltung (zwei vorgespannte Graetzbrücken B500D, zwei Widerstände 10 kΩ) können jetzt also noch je zwei Widerstände 3,3 kΩ und oder zwei Schottky-Dioden 1N5817 zugeschaltet werden.  Beide Eingriffe haben unterschiedliche Wirkungen, die im Folgenden dargestellt werden sollen. 

Folgende Schaltvarianten der Graetzbrücke werden als sinnvoll erachtet:

Beidseitige Zuschaltung der Widerstände

Den inneren beiden vorgespannten Dioden wird, zusätzlich zu den Widerständen 10 kΩ, noch je ein Widerstand 3,3 kΩ parallel­geschaltet.  Dadurch verschieben sich im positiven wie im negativen Zweig der vorgespannten Dioden die Vorspannungen der beiden Dioden noch weiter gegeneinander, im Resultat entsteht eine symmetrische Begrenzer­kennlinie mit einem späteren und weichen Einsatz der Begrenzungen.  Für kleinere Eingangsspannungen von wenigen hundert Millivolt scheint sich die Stufe linear zu verhalten.  In der Tat ist der Unterschied zu einer Klippstufe mit antiparallelen Dioden nicht besonders groß.  Im Vergleich der Diagramme ( beispielsweise in Abbildung 1.6 für die übliche Klippschaltung und in Abschnitt A2 für den Doppelgraetzklipper) fällt aber doch auf, dass zum der Doppelgraetzklipper das noch nicht verzerrte Signal leiser macht, aber der Bereich des Übergangs zwischen clean und verzerrt etwas breiter ist und dass die Kennlinie auch bei ± 5  Volt nie wirklich waagerecht ist, d. h. die Schaltung begrenzt nicht so vollständig wie die mit antiparallelen Dioden. 

Einseitige Zuschaltung eines Widerstands

Diese Modifikation wurde nicht noch einmal untersucht, es handelt sich hier um den Ansatz, der mit der bereits für den Pathfinder gebaute Klippstufe umgesetzt und für nicht ausreichend gehalten wurde.  Dahinter steht die Tatsache, dass Parallelschaltung eines weiteren Widerstands zu einer der vorgespannten Dioden im Wesentlichen nur eine Verschiebung des Nullpunktes bewirkt, d. h. die Desymmetrierung ändert im Wesentlichen nicht die Art und die Symmetrie der Begrenzungen, sondern verschiebt lediglich den Nullpunkt / Arbeitspunkt auf der Begrenzer­kennlinie. 

Die damaligen Untersuchungen (Simulation und Messung) zeigen das recht deutlich – siehe dazu die Kennlinie im Ergebnis der Simulation und das Ergebnis der Kennlinienmessung. 

Es wurde deswegen versucht, diese Verschiebung des Arbeitspunktes der Begrenzung mit der Veränderung der Symmetrie der Begrenzung zu verbinden. 

Einseitige Zuschaltung einer Schottky-Diode

Den antiparallelen Dioden D_1b und D_2b können in beiden Richtungen je eine Schottky-Diode parallel­geschaltet werden.  Das Zuschalten bewirkt, dass die entsprechende Halbwelle schon bei kleineren Spannungen endgültig begrenzt wird, da die Schottky-Diode, vergleichbar mit einer Germaniumdiode, schon bei kleineren Spannungen durchlässig wird. 

Interessant ist die Zuschaltung einer Schottky-Diode jedoch im Zusammenhang mit der Zuschaltung eines Widerstandes – entweder in der gleichen Zweig der Begrenzer­schaltung, d. h. für die gleiche Halbwelle, bzw. d. h. im jeweils anderen Zweig für die andere Halbwelle.  Was das bedeutet, soll für beide Varianten getrennt beschreiben werden:

Gleichseitige Zuschaltung von Widerstand und Schottky-Diode

Um die Funktion dieser Variante zu verstehen, ist es sinnvoll, sich zunächst die Spannungen im Arbeitspunkt anzusehen.  Dazu sei z. B. auf die Darstellungen zur Mess­schaltung A3 verwiesen. 

Die asymmetrische Parallelschaltung des Widerstands R₇ (3,3 kΩ) zu einer der unteren vorgespannten Dioden bewirkt, dass sich die Ruhespannung an Ein- und Ausgang der Klippschaltung in Richtung der unteren Betriebs­spannung bewegt.  Das bedeutet:  D_2c ist durch die Parallelschaltung von R₇ fast schon kurzgeschlossen und wird – in der Nähe des Arbeitspunktes – in ihrer Wirkung durch R₇ ersetzt.  Weiterhin werden die anderen Dioden umso stärker vorgespannt und stärker leitend, die Schottky-Diode D₃ erhält jedoch eine negative Vorspannung. 

Die resultierende Kennlinie zeigt eine „weiche“ Begrenzung der oberen Halbwelle durch die stärker vorgespannten Dioden D_1c und D_1d des unteren Zweiges sowie eine „härtere“ durch die Schottky-Diode, wobei der Arbeitspunkt durch R₇ vom der härteren Begrenzung weg verschoben wird. 

Die Ergebnissen zu den Mess­schaltungen A3 und A4 sowie A13 und A14 zeigen das hier beschriebene Verhalten. 

Verschiedenseitige Zuschaltung von Widerstand und Schottky-Diode

Im Unterschied zur eben beschriebenen gleichseitigen Zuschaltung von Widerstand und Schottky-Diode ist hier damit zu rechnen, dass der Arbeitspunkt deutlich in Richtung der härteren Begrenzung in verschoben wird – eine stark asymmetrische Begrenzung. 

Auch diese Schaltungsvariante wurde untersucht, siehe dazu die Ergebnisse zu Mess­schaltung A15 und Mess­schaltung A16

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Ein paar Worte noch zur Bemessung der Speise­wider­stände R₂ (und gegebenenfalls R₃):  Aufgabe dieser Widerstände ist es dafür zu sorgen, dass der Strom durch die Dioden D_1a und D_2a immer groß genug ist, um die Vorspannung über die anderen Dioden aufrechtzuhalten, auch dann, wenn bei großen Hüben des Eingangssignals ein großer Strom durch R₁ abfließt.  Wenn R₂ und R₃ aus der gleichen Betriebs­spannung versorgt wird wie die Verstärkerstufe vor R₁, dann reicht es, wenn sie etwa halb so groß sind wie R₁. 

Welche Werte für die Widerstände hier „optimal“ sind, und das gilt für alle Widerstände, hängt sehr stark von den Eigenschaften der verwendeten Graetzbrücken ab.  Weiter oben ist angedeutet worden, dass Modelle und u. U. auch Vorgehen üblicher Simulations­programme hier nicht ausreichend genau sind.  Zudem sind die Feinheiten der Schaltung und ihrer Dimensionierung einigermaßen komplex und noch nicht in allen ihren Wechselwirkungen bis in letzte Detail klar, als es möglich wäre, hier „Faustregeln“ zu formulieren, um nach ein paar Messungen am Gleichrichter sinnvolle Widerstandswerte für eine „ideal geschwungene“ Begrenzer­kennlinie festlegen zu können.  (Vorausgesetzt, dass es die überhaupt gibt.)

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Zusammenfassung und Messergebnisse dieses Kapitels

Um den bisherigen Stand zusammenzufassen:  Es wurde eine Möglichkeit untersucht, den Ausgangspegel eines Operations­verstärkers in invertierender Schaltung auf eine „weichere“, asymmetrische und „musikalische“ Art und Weise zu begrenzen (zumindest „musikalischer“, als wenn der Operations­verstärker selbst übersteuern würde).  Das ist keine große Neuigkeit, aber notwendig, um danach eine Klippstufe ansteuern zu können. 

Hierzu wurde ein Ansatz der Firma Hughes & Kettner übernommen (siehe Abbildung 1.2) – die Dimensionierung wurde allerdings auf die geringere Betriebs­spannung der Operations­verstärker im Pathfinder angepasst (Zusammen­schaltung mit einer Z-Diode 6 V antiseriell gegen eine Z-Diode 5,1 V und oder einer Z-Diode 2,7 V; siehe auch Abbildung 1.14 und Abbildung 1.15 ). 

Weiterhin wird eine konfigurierbare Klippstufe mit vorgespannten Dioden vorgeschlagen (siehe oben).  Sie bietet die Möglichkeit, verschiedene symmetrische und asymmetrische Kombinationen von „frühem“ oder „spätem“ Begrenzereinsatz sowie von „harten“ oder „weichen“ Begrenzungen z. B. über einen Vierfach-DIP-Schalter (ein sogenanntes Mäuseklavier) auszuwählen. 

Dabei kann die Polarität der Begrenzungen (z. B. obere Halbwelle hart, untere weich begrenzt vs. untere Halbwelle hart, obere weich begrenzt) invertiert werden, was möglicherweise sinnvoll ist in Bezug auf die asymmetrische Begrenzung des treibenden Operations­verstärkers oder einer anderen Stufe davor. 

Dazu ist es möglich, den Arbeitspunkt bzw. die Ruhelage innerhalb der Kennlinie, und damit die Symmetrie der Begrenzungen zu verändern – entweder der Arbeitspunkt liegt etwa in der Mitte der Kennlinie (eingangsseitig zwischen den Eingangs­spannungen, bei denen die Begrenzungen einsetzen), oder die harten Begrenzungen setzen schon bei wesentlich kleineren Spannungen ein.  Letzteres führt bei geringeren Verzerrungen (durch kleinere Eingangs­signale) zu einem begrenzten Signal mit einem deutlich veränderten Tast­ver­hältnis. 

Schließlich kann die Klippstufe sowohl mit asymmetrischer als auch mit symmetrischer Versorgungs­spannung arbeiten. 

Die folgende Tab. 5.1 zeigt noch einmal in einem kurzen Überblick die verschiedenen Betriebsmodi und die Grundschaltung.  Genauere Informationen finden sich im Anhang A dieses Artikels. 

Tab. 5.1  Überb­licks­darstellung einstellbarer Begrenzer­kennlinien.  Die in der letzten Tabellenzeile dargestellte Grundschaltung wurde nur der Vollständigkeit halber mit aufgenommen. Sie kann nicht über die Schalter ausgewählt werden, da die Widerstände R₄ und R₆ in ihr nicht enthalten sind. 

Oszillogramme
Mess­schaltungen aus Serie A –
u_eing. und u_ausg.

X-Y-Graphen
Mess­schaltungen aus Serie A –
u_ausg. vs. u_eing.

Schaltungen A1 oder A11:
alle Schalter offen, Schaltung symmetrisch

u_eing. (grün): 500 mV / Div,
u_ausg. (rot): 200 mV / Div

u_eing. (hor.): 500 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div

Schaltungen A2 oder A12:
Schalter S1 und S4 geschlossen, Schaltung symmetrisch

u_eing. (grün): 500 mV / Div,
u_ausg. (rot): 200 mV / Div

u_eing. (hor.): 500 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div

Schaltung A13:
Schalter S1 und S2 geschlossen, Schaltung kann invertiert werden

u_eing. (grün): 500 mV / Div,
u_ausg. (rot): 100 mV / Div

u_eing. (hor.): 500 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 50 mV / Div

Schaltung A16:
Schalter S1 und S3 geschlossen, Schaltung kann invertiert werden

u_eing. (grün): 500 mV / Div,
u_ausg. (rot): 100 mV / Div

u_eing. (hor.): 500 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 50 mV / Div

Schaltungen A oder A10:
Grundschaltung: R₄ und R₆ nicht bestückt, Schaltung symmetrisch

u_eing. (grün): 500 mV / Div,
u_ausg. (rot): 200 mV / Div

u_eing. (hor.): 500 mV / Div,
u_ausg. (vert.): 100 mV / Div

Nun mag man richtigerweise einwenden, dass die gezeigten Kennlinien auch einfacher, z. B. mit JFETs oder MOSFETs erreicht werden können.  Es ging aber um die Möglichkeit, ein übliches und durchaus verbreitetes einfaches Diodenklipping in einem preiswerten Verstärker wie beispiels­weise dem VOX Pathfinder 10 ein wenig „aufzuhübschen“. 

Hier sollten mit der vorgeschlagenen Schaltung Aufwand und Nutzen in einem besseren Verhältnis stehen, als wenn man den gesamten Vorverstärker gegen einen JFET-basierten austauscht. 

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Layout- und Einbauvorschläge

Kapitelinhalt:[  Überspringen ]

• Die Layouts •
• Geräte mit symmetrischer Betriebs­spannung •
• Geräte mit einseitiger Betriebs­spannung

Die Layouts

Um die eigene Erprobung durch interessierte Leser zu unterstützen, anbei noch zwei Layoutvorschläge, mit denen die beschriebenen Schaltungen bzw. Schaltungs­änderungen auf jeweils einem Stück Streifen­leiter­platte umgesetzt werden können. 

Beide Layouts sind ein wenig eng und tricky, allerdings wurde trotzdem darauf geachtet, dass Platz für die Befestigung der Platine bleibt.  Wie groß hier gebohrt wird, hängt von den verwendeten Platinenhaltern ab. 

Zunächst das Layout für die die experimentelle Klippschaltung.  Die beiden Massen (Masse Signal und Masse Speisung) sollten am Pfostenstecker für das Signal verbunden werden, zumindest dann, wenn die Schaltung, wie ursprünglich für den VOX Pathfinder vorgesehen, in einen heutzutage üblichen Übungsverstärker mit symmetrischer Betriebs­spannung eingebaut wird. 

Anschließend ein kleines Layout für die Begrenzer­schaltung an dem der Klippstufe vorgeschalteten Operations­verstärker.  Hier ging es darum, an einem Operations­verstärker in invertierender Schaltung eine in den Grenzen und der Härte der Verzerrung asymmetrische Schaltung zu realisieren, indem verschiedene Serienschaltungen von Z-Dioden dem Widerstand zwischen invertierendem Eingang und Ausgang des Operations­verstärkers parallel­geschaltet werden.  Die Serienschaltung besteht aus einer Z-Diode 6 V (einseitig harte und stark asymmetrische Begrenzung), der antiseriell eine Z-Diode 2,7 V (weichere, etwas symetrischere Begrenzung) und oder Z-Diode 5,1 V (weichere, symetrischere Begrenzung) zugeschaltet werden kann. 

Am der Fassung für den Pfostenstecker wurde der Haltebügel entfernt und der Kontakt für Masse / Schirmung auf den mittleren Kontakt gelegt, so dass der Pfostenstecker gedreht werden kann, um die Polarität der Begrenzung zu tauschen. 

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Geräte mit symmetrischer Betriebs­spannung

Beim der Verwendung der Klippstufe in einem Gerät mit symmetrischer Betriebs­spannung sollte auch die symmetrische Betriebsart der Klippstufe gewählt werden; es sollte allerdings darauf geachtet werden, dass die Vorwiderstände 1 kΩ bei kleinerer Betriebs­spannung gegebenenfalls angepasst werden, damit ein Vorspannstrom von etwa 10 mA möglich ist (siehe folgende Abbildung 16). 

Weiterhin muss der Vorspannstrom für den gesamten Ein­gangs­spannungs­bereich größer sein als der Strom, der durch den Begrenzerwiderstand (2,2 kΩ) fließt. 

Insgesamt scheint die Verbindung des Schaltungspunkts „Masse Speisung“ mit der Gerätemasse sicherer zu sein, auch wenn es Geräte gibt, die Klippingdioden über Elkos gegen Masse verbinden.  Ein Beispiel ist der Gitarrenpreamp 9004 von Marshall.  Hier folgen in der Klippstufe auf den Vorwiderstand 5,6 kΩ und dem Koppel­kondensator 220 nF zwar zwei antiparallele LED, diese sind aber nicht gegen Masse geschaltet, sondern gegen je einen Elko 2,2 µF – einer zur positiven und einer zur negativen Betriebs­spannung. 

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Geräte mit einseitiger Betriebs­spannung

Für den Einsatz in einer „Tretmine“, d. h. in einem Verzerrer mit einer Betriebs­spannung von 9 V ist die asymmetrische Betriebsart der Klippschaltung wohl geeigneter.  Hier (siehe die folgende Abbildung 17) müssen dann die unteren beiden Vorwiderstände 1 kΩ (ausgelassen und) kurzschlossen werden; die Elkos entfallen. 

Der in Abbildung 1.12 mit „−18,9V“ bezeichnete Anschluss wird mit der Masse des Verzerrers verbunden, der mit „+18,9V“ bezeichnete mit dessen Betriebs­spannung.  Die oberen Widerstände 1 kΩ werden durch Widerstände 390 Ω ersetzt.  Der Anschluss „Masse Speisung“ bleibt in diesem Fall offen!  Der Anschluss „Masse Signal“ hingegen wird mit der Gerätemasse verbunden, er dient als Pulldown für den Koppel­kondensator.